鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用課件

鎖相環(huán)路的應(yīng)用鎖相環(huán)路的應(yīng)用

第1節(jié)跟蹤濾波器

跟蹤濾波器是一個帶通濾波器，其中心頻率能自動地跟蹤輸入信號載波頻率的變化。由鎖相環(huán)路工作原理知道，鎖相環(huán)路本身就具有這樣的性能，只是其輸出信號的相位可能(取決于所用鑒相器的類型)與輸入信號相位差90°而已。

第1節(jié)跟蹤濾波器

跟蹤濾波器是圖6-1(b)為輸入衰落信號情況下，鎖相環(huán)路的輸入與輸出信號的波形。鎖相環(huán)路作為跟蹤濾波器時應(yīng)從壓控振蕩器輸出uo(t)，在窄帶設(shè)計條件下它是經(jīng)過提純的輸入信號載波，可用于信號的相干解調(diào)等。圖6-1(b)為輸入衰落信號情況下，圖6-1鎖相環(huán)路跟蹤衰落信號圖6-1鎖相環(huán)路跟蹤衰落信號根據(jù)壓控振蕩器的特性，它的瞬時振蕩頻率當(dāng)環(huán)路鎖定時，ωv(t)=ωi(t)，因而根據(jù)壓控振蕩器的特性，它的瞬時振蕩頻率當(dāng)環(huán)路鎖定一、跟蹤特性鎖相環(huán)路的跟蹤特性是可以測量的。以CMOS集成鎖相環(huán)路5G4046構(gòu)成的跟蹤濾波器如圖6-2(a)。在電源電壓為10V，中心頻率fo=100kHz的情況下，用X—Y記錄儀直接測得的結(jié)果如圖6-2(b)。一、跟蹤特性圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量當(dāng)輸入頻率下降時得到圖中實線，在fi=f3=1208kHz處環(huán)路捕獲，在fi=f1=41kHz處失鎖。由此可算得環(huán)路的同步帶捕獲帶當(dāng)輸入頻率下降時得到圖中實線，在fi二、頻率特性鎖相環(huán)路對輸入高頻信號的帶通特性是由環(huán)路傳遞函數(shù)的低通特性所決定的。設(shè)輸入信號被正弦音頻信號調(diào)頻，則輸入瞬時頻率為式中ωc是載頻；

Ω為調(diào)制音頻；Δω為峰值頻偏。根據(jù)第一章的定義，輸入相位為(6-1)(6-2)二、頻率特性(6-1)(6-2)只要環(huán)路工作在線性范圍，環(huán)路濾波器的輸出uc(t)也是頻率為Ω的正弦波，它的幅度為式中H(jΩ)是環(huán)路的閉環(huán)頻率響應(yīng)；

θ1(jΩ)是正弦相位信號θ1(t)的幅度*。根據(jù)(6-2)式(6-3)將(6-4)式代入(6-3)式得到(6-4)(6-5)只要環(huán)路工作在線性范圍，環(huán)路濾波器的圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性

第2節(jié)調(diào)制器與解調(diào)器

一、調(diào)幅信號的調(diào)制與解調(diào)

1.調(diào)幅信號設(shè)未調(diào)載波為式中Uc為載波幅度；ωc為載頻。調(diào)制信號為(6-6)(6-7)

第2節(jié)調(diào)制器與解調(diào)器

一、調(diào)幅信為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。經(jīng)調(diào)幅后產(chǎn)生的調(diào)幅信號為(6-8)為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。經(jīng)

2調(diào)制器用集成鎖相環(huán)路很容易構(gòu)成一個性能良好的AM調(diào)制器。這時，環(huán)中的相乘器不再作鑒相器應(yīng)用，而是直接用它的相乘功能；壓控振蕩器也不再作被控振蕩器，而是直接產(chǎn)生載波信號。由此構(gòu)成如圖6-4框圖。圖6-4AM調(diào)制器原理圖2調(diào)制器用集成鎖相環(huán)路很容易構(gòu)成鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件

3解調(diào)器常用的AM信號解調(diào)器是峰值檢波器。這種電路無法抑制信號所伴隨的噪聲，解調(diào)輸出信噪比較差。若用同步解調(diào)則可抑制噪聲，使解調(diào)輸出信噪比得到改善。設(shè)帶有載波的DSB—AM信號為(6-9)3解調(diào)器常用的AM信號解調(diào)器是峰圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖同步的恢復(fù)載波為這兩個信號相乘即可實現(xiàn)同步解調(diào)(6-10)(6-11)同步的恢復(fù)載波為(6-10)(6-11)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)二、模擬調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)

1.調(diào)頻與調(diào)相信號仍設(shè)幅度為1的單一頻率Ω的調(diào)制信號

uF(t)=sin(Ωt+φ)(6-12)

則調(diào)頻信號為

uFM(t)=Ucsin｛［ωc+ΔωuF(t)］t｝(6-13)

式中ωc為載頻；

Uc為載波幅度；

Δω為峰值頻偏。二、模擬調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)將(6-12)式代入(6-13)式得

uFM(t)=Ucsin｛［ωc*+Δωsin(Ωt+φ)］t｝(6-14)

已調(diào)信號的幅度為常數(shù)，其瞬時頻率正比于調(diào)制信號。調(diào)頻信號也可以用頻譜來表示。單一頻率Ω正弦信號調(diào)制的調(diào)頻信號，其頻譜不再像調(diào)幅信號那樣是三條譜線，而是有無限多的譜線。譜線的頻率為ωc±Ω，ωc±2Ω,…，ωc±nΩ，其中n為正整數(shù)。第n對譜線的幅度為(設(shè)Uc=1)(6-15)將(6-12)式代入(6-13)式得(6-15)調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。所謂窄帶調(diào)頻信號是指峰值頻偏Δω遠(yuǎn)小于調(diào)制頻率Ω，即mf<<1。這時，只有n=0和n=1的貝塞爾函數(shù)有值，調(diào)頻信號只有三條譜線，其帶寬為所謂寬帶調(diào)頻信號是指mf>>1，有很多譜線。作為一個粗略的近似，可忽略n>mf的那些頻譜，其帶寬可近似為(6-16)(6-17)調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。所謂窄調(diào)相信號的特征是其瞬時相位與調(diào)制信號成正比，可表示為

uPM(t)=Ucsin［ωct+ΔφuF(t)］(6-18)

式中Δφ為峰值相偏。若調(diào)制信號仍同(6-12)式，則代入(6-18)式得

uPM(t)=Ucsin［ωct+Δφsin(Ωt+φ)］(6-19)

它的頻譜也包含有一組間隔為Ω的譜線。頻率為ωc±nΩ的頻譜幅度為(設(shè)Uc=1)

A(ωc±nΩ)=Jn(Δφ)(6-20)調(diào)相信號的特征是其瞬時相位與調(diào)制信號圖6-8FM與PM的轉(zhuǎn)換圖6-8FM與PM的轉(zhuǎn)換每個壓控振蕩器自身就是一個調(diào)頻調(diào)制器，因為它的瞬時頻率正比于輸入控制信號。圖6-8說明如何將一個調(diào)頻調(diào)制器變換成一個調(diào)相調(diào)制器。調(diào)制信號uF(t)經(jīng)微分后得式中Td是一個常數(shù)。uf(t)控制VCO得到輸出瞬時頻率為VCO的瞬時相位為(6-21)(6-22)每個壓控振蕩器自身就是一個調(diào)頻調(diào)制器令KoTd=Δφ，則VCO輸出信號可表示為

uo(t)=Ucsin［ωot+ΔφuF(t)］這就是一個載波頻率等于VCO自由振蕩頻率ωo的調(diào)相信號，與(6-18)式相同，說明圖6-8完成了調(diào)頻信號與調(diào)相信號之間的變換。令KoTd=Δφ，則VCO輸出信號可表

2調(diào)制器壓控振蕩器可以直接用作FM調(diào)制器。但是由于它的振蕩頻率的溫度漂移以及控制特性的非線性等，不能產(chǎn)生高質(zhì)量的FM信號。應(yīng)用如圖6-9所示的PLL調(diào)制器，可以獲得FM或PM信號。其載頻穩(wěn)定度很高，可以達(dá)到晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度。根據(jù)環(huán)路的線性相位模型，可以導(dǎo)出在調(diào)制信號uF(t)作用下，環(huán)路的輸出相位(以下均用它們的拉普拉斯變換表示)2調(diào)制器壓控振蕩器可以直接用作圖6-9PLL調(diào)制器圖6-9PLL調(diào)制器(6-23)VCO輸出頻率相對于自由振蕩頻率ωo的頻偏即為sθ2(s)。由上式可得(6-24)(6-23)VCO輸出頻率相對于自由振蕩頻若要產(chǎn)生PM信號，需使輸出相位θ2(s)與調(diào)制信號成正比。從(6-23)式可見，若先將調(diào)制信號經(jīng)過微分得到sU′F(s)，再代入(6-23)式，即可得到(6-25)若要產(chǎn)生PM信號，需使輸出相位θ2(為保證調(diào)制器具有同樣良好的低頻調(diào)制特性，可用鎖相環(huán)路構(gòu)成一種所謂兩點調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器，其組成框圖如圖6-10。圖6-10兩點調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器為保證調(diào)制器具有同樣良好的低頻調(diào)制特在環(huán)路的線性相位模型上，可以分別計算uF1(t)和uF2(t)的調(diào)制作用。uF1(t)產(chǎn)生的輸出相位為(6-26)uF2(t)產(chǎn)生的輸出相位為(6-27)在環(huán)路的線性相位模型上，可以分別計式中Kp是前端調(diào)相器的調(diào)制增益。總的輸出相位為將此代入上式得(6-28)式中Kp是前端調(diào)相器的調(diào)制增益?？偟妮敵鱿辔粸閷⒋舜肷?/p>

3.解調(diào)器調(diào)制跟蹤的鎖相環(huán)路本身就是一個FM解調(diào)器，從壓控振蕩器輸入端得到解調(diào)輸出。系統(tǒng)的框圖如圖6-11。發(fā)射機部分用一PLL集成電路構(gòu)成，VCO作為FM調(diào)制器;PD用一個相乘器，這里用作緩沖放大，只要在另一端加一固定偏置電壓即可。接收機是一通用的線性PLL電路。利用PLL良好的調(diào)制跟蹤特性，使PLL跟蹤輸入FM信號瞬時相位的變化，從而從VCO控制端獲得解調(diào)輸出。3.解調(diào)器調(diào)制跟蹤的鎖相環(huán)路本身就是圖6-11FM通信系統(tǒng)圖6-11FM通信系統(tǒng)假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)，且信號載頻ωc等于VCO自由振蕩頻率，則由(6-14)式可得到輸入相位(6-29)假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ)，則輸出相位為(6-30)因而解調(diào)輸出電壓為設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ)，則輸出相位為(6-30)圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路三、數(shù)字調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)

1.數(shù)字信號調(diào)頻與調(diào)相最常見的數(shù)字調(diào)頻與調(diào)相信號是，二元數(shù)據(jù)信號的移頻鍵控信號FSK，以及移相鍵控信號PSK。

2.數(shù)字調(diào)頻信號的產(chǎn)生從原理上講，方波調(diào)頻與前面講過的模擬信號調(diào)頻沒有什么本質(zhì)的不同。這里著重介紹一些適用的實際電路。三、數(shù)字調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)圖6-13FSK信號和PSK信號圖6-13FSK信號和PSK信號圖6-14FSK調(diào)制器圖6-14FSK調(diào)制器

3.解調(diào)器用PLL解調(diào)FSK信號有兩種不同的方法。第一種是用一個PLL使其始終對輸入信號的頻率鎖定或跟蹤。第二種方法是用一個PLL對FSK信號中的一個頻率鎖定，而對另一個頻率則是失鎖的。3.解調(diào)器用PLL解調(diào)FSK信號圖6-15XR-215的FSK解調(diào)電路圖6-15XR-215的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-17NE564的FSK解調(diào)電路圖6-17NE564的FSK解調(diào)電路鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件圖6-18撥號音解碼電路圖6-18撥號音解碼電路

第3節(jié)頻率合成

一、概述頻率合成器是將一個高精確度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等對它進行加、減、乘、除的四則運算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精確度和穩(wěn)定度的頻率源。

第3節(jié)頻率合成

一、概述頻率合成的方法主要有三種。最早的合成方法被稱為直接頻率合成，它利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器來完成對頻率的四則運算。典型的一種直接合成模塊為雙混頻—分頻模塊，如圖6-19。頻率合成的方法主要有三種。最早的合成圖6-19雙混頻—分頻模塊圖6-19雙混頻—分頻模塊應(yīng)用鎖相環(huán)路的頻率合成方法稱為間接合成。它是目前應(yīng)用最為廣泛的一種頻率合成方法。鎖相頻率合成的基本框圖如圖6-20。在環(huán)路鎖定時，鑒相器兩輸入的頻率相同，即

fd是VCO輸出頻率fo經(jīng)N次分頻后得到的，即

(6-31)所以輸出頻率(6-32)(6-33)應(yīng)用鎖相環(huán)路的頻率合成方法稱為間接合圖6-20鎖相頻率合成的基本框圖圖6-20鎖相頻率合成的基本框圖二、變模分頻合成器如圖6-20的基本鎖相頻率合成器中，VCO輸出頻率直接加到可編程分頻器上。各種工藝的可編程分頻器都有一定的上限頻率,這就限制了這種合成器的最高工作頻率。解決這個問題的辦法之一是在可編程分頻器的前端加一個固定模數(shù)V的前置分頻器，如圖6-21所示。ECL或CaAs的固定模數(shù)分頻器可工作到1GHz以上，這就大大提高了合成器的工作頻率。采用前置分頻之后，合成器的輸出頻率為

二、變模分頻合成器圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)，且信號載頻ωc等于VCO自由振蕩頻率，則由(6-14)式可得到輸入相位二、頻率變換第10節(jié)其它應(yīng)用鎖相環(huán)路的跟蹤特性是可以測量的。它主要有三部分組成：產(chǎn)生19kHz方波信號的鎖相環(huán)路、鎖定指示器和解碼器。調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。由圖6-43可見,早積分器的清除時刻超前于遲積分器的清除時刻,超前量為T-2Δ。=VN1+N2(6-36)為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-4AM調(diào)制器原理圖=082L+018R式中ωc為載頻；圖6-19雙混頻—分頻模塊圖6-21用前置分頻的PLL合成器圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖圖6-21用前置圖6-22雙模分頻PLL合成器圖6-22雙模分頻PLL合成器在這一個完整的周期中，輸入的周期數(shù)為

D=(V+1)N2+(N1-N2)V=VN1+N2(6-36)

若V=10，則

D=10N1+N2(6-37)

其它的雙模分頻比，例如5／6、6／7、8／9、以及100／101也是常用的。若用100／101的雙模分頻器，那么V=100

D=100N1+N2(6-38)在這一個完整的周期中，輸入的周期數(shù)為圖6-23四模分頻PLL合成器圖6-23四模分頻PLL合成器鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件采用變模分頻器的目的在于使合成器能工作在高于可編程分頻器上限的頻率上。解決這個問題的另外一個途徑即是用一個本機振蕩器，通過混頻將輸出頻率下移，如圖6-24所示。采用變模分頻器的目的在于使合成器能工圖6-24下變頻PLL合成器圖6-24下變頻PLL合成器

fo=Nfr+Fm

=(870～2870)×001+90=987～1187MHzfo=Nfr+Fm三、多環(huán)頻率合成器用高參考頻率而且仍能得到高頻率分辨力的一種可能的方法是，在鎖相環(huán)路的輸出端再進行分頻，如圖6-25。VCO輸出頻率經(jīng)M次分頻之后為三、多環(huán)頻率合成器圖6-25后置分頻器的PLL合成器圖6-25后置分頻器的PLL合成器圖6-26三環(huán)鎖相頻率合成器圖6-26三環(huán)鎖相頻率合成器合成器的頻率轉(zhuǎn)換時間是由A、B、C三個環(huán)共同決定的。因為A、B兩個環(huán)的參考頻率fr=100kHz，C環(huán)的參考頻率更高，*所以即使頻率分辨力達(dá)到1kHz，而總的頻率轉(zhuǎn)換時間仍為合成器的頻率轉(zhuǎn)換時間是由A、B、C三圖6-27CMOS集成雙環(huán)合成器圖6-27CMOS集成雙環(huán)合成器環(huán)路的輸出頻率環(huán)路的輸出頻率四、小數(shù)分頻合成器鎖相頻率合成器的基本特性是，每當(dāng)可編程分頻器的分頻比改變1時，得到輸出頻率增量為參考頻率fr。為提高頻率的分辨力就需減小參考頻率fr，這對轉(zhuǎn)換時間等性能是十分不利的。我們設(shè)想，假若可編程分頻器能提供小數(shù)的分頻比，每次改變某位小數(shù)，那就能在不降低參考頻率的情況下提高頻率分辨力了。這是一個理想的辦法，可惜數(shù)字分頻器本身無法實現(xiàn)小數(shù)分頻。四、小數(shù)分頻合成器圖6-28小數(shù)分頻PLL合成器圖6-28小數(shù)分頻PLL合成器圖6-29圖6-28電路的波形圖圖6-29圖6-28電路的波形圖五、頻率合成器實例

(1)圖6-30是一個用MC145106構(gòu)成的單環(huán)鎖相頻率合成器,作為民用電臺的發(fā)射機主振和接收機第一、第二本振。五、頻率合成器實例圖6-30單工民用電臺用單環(huán)鎖相頻率合成器圖6-30單工民用電臺用單環(huán)鎖相頻率合成器

(2)圖6-31是用MC145106構(gòu)成的雙環(huán)鎖相頻率合成器,應(yīng)用于航空電臺。圖崐中上部是一個VHF環(huán),參考振蕩頻率為1024MHz,鑒相頻率為fr1=5kHz。(2)圖6-31是用MC14510圖6-31雙環(huán)鎖相頻率合成器圖6-31雙環(huán)鎖相頻率合成器

(3)圖6-32是用MC145152構(gòu)成的前置雙模分頻的鎖相頻率合成器,用于航空導(dǎo)航接收機。圖中MC3393P是雙模前置分頻器,按÷V/(V+1)(V=15)模式工作,其最高工作頻率是140MHz。參考振蕩頻率為32MHz?，F(xiàn)置定RA2RA1RA0=001,可查得參考分頻比為64,則鑒相器工作頻率為50kHz?？刂芅=114～127,A=0～14,即可合成需要的頻段86000～95950MHz。(3)圖6-32是用MC145圖6-32導(dǎo)航接收機用前置雙模分頻鎖相頻率合成器圖6-32導(dǎo)航接收機用前置雙模分頻鎖相頻率合成器

第4節(jié)載波同步

一、平方環(huán)接收信號本身雖然沒有載波的頻譜分量,但顯然內(nèi)中含有載頻的信息,只要經(jīng)過非線性變換即可產(chǎn)生載波的倍頻分量,例如BPSK信號

ui(t)=Uim(t)sin［ωot+θ1(t)］(6-40)

第4節(jié)載波同步

一、平方環(huán)當(dāng)ui(t)與噪聲n(t)同時進入接收機之后,只要經(jīng)過平方律的非線性變換,即可產(chǎn)生2ωo的頻譜分量,即［ui(t)+n(t)]2=Ui2m2(t)sin2［ωo(t)+θ1(t)］

+2Uim(t)sin［ωot+θ1(t)］n(t)+n2(t)(6-41)

設(shè)輸入帶通濾波器的帶寬Bi足夠?qū)?可以不失真地傳輸原始數(shù)據(jù)信號m(t),而Bi與中心頻率ωo相比又小得多,故輸出n(t)為帶限自高斯噪聲,可表示為

n(t)=nc(t)cosωot-ns(t)sinωot=Nc(t)cos［ωot+θ1(t)］-Ns(t)sin［ωot+θ1(t)］

(6-42)當(dāng)ui(t)與噪聲n(t)同時進入接式中

Nc(t)=nc(t)cosθ1(t)+ns(t)+sinθ1(t)Ns(t)=-nc(t)sinθ1(t)+ns(t)cosθ1(t)(6-43)圖6-33平方環(huán)式中圖6-33平方環(huán)將此代入(6-41)式,經(jīng)2ωo帶通濾波器提取出2ωo附近的成分,得輸出信號為它與壓控振蕩器輸出電壓(6-44)相乘,經(jīng)環(huán)路濾波器濾除4ωo的分量,得到誤差電壓(6-46)(6-45)將此代入(6-41)式,經(jīng)2ωo其中Km為相乘器的系數(shù);(6-47)為等效噪聲電壓。據(jù)此可建立環(huán)路方程(6-48)其中Km為相乘器的系數(shù);(6-47)為等效噪聲電壓。(式中Ko是VCO的靈敏度,F(p)是LF的傳輸算子,相應(yīng)的等效模型如圖6-34。圖中等效鑒相器特性

D(θe)=Kdsin2θe(t)(6-49)

它仍是一個正弦鑒相器,只是周期不是2π,而是π。經(jīng)過線性近似,即當(dāng)θe(t)比較小時

Kdsin2θe(t)≈2Kdθe(t)

則方程(6-48)式簡化為(6-50)式中Ko是VCO的靈敏度,F(p)是圖6-34平方環(huán)的等效模型圖6-34平方環(huán)的等效模型圖6-35平方環(huán)線性化噪聲相位模型圖6-35平方環(huán)線性化噪聲相位模型利用這個模型,可在已知輸入信號功率Ps、輸入噪聲單邊功率譜密度No等條件下,求得環(huán)路的輸出相位噪聲方差

(6-51)利用這個模型,可在已知輸入信號功率P二、同相—正交環(huán)同相—正交環(huán)又稱考斯塔斯(Costas)環(huán),其組成如圖6-36。接收信號被分別送到上下兩個支路的兩個鑒相器上,上支路與VCO輸出正交鑒相,下支路與經(jīng)90°相移的VCO輸出同相鑒相。上下鑒相器輸出經(jīng)低通過濾之后相乘,獲得誤差電壓通過環(huán)路濾波器之后去控制VCO的相位與頻率。圖6-36同相—正交環(huán)中,除VCO和LF之外的所有部分的作用是,在接收信號(6-52)二、同相—正交環(huán)(6-52)圖6-36同相—正交環(huán)圖6-36同相—正交環(huán)和VCO輸出信號共同作用之下,產(chǎn)生一個誤差電壓Ud(t),所以它完全等效為一個鑒相器。不難證明,誤差電壓(6-53)(6-54)(6-55)是這個等效鑒相器的靈敏度;(6-56)和VCO輸出信號(6-53)(6-

第5節(jié)位同步

一、非線性變換—濾波法歸零碼中含有碼元速率的頻譜譜線,可以用鎖相環(huán)路直接提取位同步信號。歸零碼所需的帶寬約為非歸零碼的一倍,因此更為常用的數(shù)據(jù)信號是非歸零碼。因為非歸零碼中沒有碼元速率的譜線,碼元同步的提取需先對碼序列進行非線性變換,以恢復(fù)其位信號之后才能用鎖相環(huán)路來提取,方法如圖6-37。

第5節(jié)位同步

一、非線性變圖6-37非歸零碼的位同步圖6-37非歸零碼的位同步二、同相—中相位同步環(huán)與同作載波同步的同相—正交環(huán)相類比,可以構(gòu)成用于位同步的同相—中相環(huán),如圖6-38。二、同相—中相位同步環(huán)圖6-38同相—中相位同步環(huán)圖6-38同相—中相位同步環(huán)設(shè)輸入信號為

x(t)=m(t-τ)(6-57)

同相積分區(qū)間為

(6-58)中相積分區(qū)間為(6-59)設(shè)輸入信號為(6-58)中相積分區(qū)間為(6-59圖6-39三種情況下的同相和中相積分圖6-39三種情況下的同相和中相積分判決器的輸出為轉(zhuǎn)換判別器的輸出為(6-60)(6-61)判決器的輸出為(6-60)(6-61)相乘器輸出

ud(t)=Ik·Jk(6-62)

由于輸入碼元序列出現(xiàn)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的概率為1/2,故平均誤差電壓(6-63)(6-64)(6-65)(6-66)(6-67)相乘器輸出(6-63)(6-64)圖6-40同相—中相位同步環(huán)的歸一化等效鑒相特性(ξ=1)圖6-40同相—中相位同步環(huán)的歸一化等效鑒相特性(ξ=1)圖6-41同相—中相位同步環(huán)歸一化等效鑒相特性(ξ=1/2)圖6-41同相—中相位同步環(huán)歸一化等效鑒相特三、早—遲積分清除位同步環(huán)圖6-42為絕對值型早—遲積分清除位同步環(huán),信號與噪聲一起同時進入早、遲積分器。三、早—遲積分清除位同步環(huán)圖6-42絕對值型早—遲積分清除位同步環(huán)圖6-42絕對值型早—遲積分清除位同步環(huán)由圖6-43可見,早積分器的清除時刻超前于遲積分器的清除時刻,超前量為T-2Δ。為使兩者在時間上對齊,圖中的延遲是必要的。兩路積分輸出在比較器中相減,則可獲得所需要的誤差電壓,誤差電壓經(jīng)濾波后控制VCO就可實現(xiàn)同步。同樣,早—遲積分清除位同步環(huán)中,除了VCO和LF之外的全部電路可等效為一個鑒相器,其等效鑒相特性為

D(τe/T)=2KATsDn(τe/T)(6-68)

式中Dn(τe/T)為歸一化等效鑒相特性

(6-69)由圖6-43可見,早積分器的清除時刻圖6-43早、遲積分器的積分區(qū)域圖6-43早、遲積分器的積分區(qū)域圖6-44絕對值型早—遲積分清除同步環(huán)的歸一化等效鑒相特性圖6-44絕對值型早—遲積分清除同步環(huán)

第6節(jié)FM立體聲解碼

主信號L+R、附加信號L-R調(diào)制形成的抑制載波的DSB—AM信號，再加上19kHz的導(dǎo)頻信號，組成了立體聲復(fù)合信號，即(6-70)

第6節(jié)FM立體聲解碼

主圖6-45立體聲復(fù)合信號的頻譜圖6-45立體聲復(fù)合信號的頻譜鎖相環(huán)FM立體聲解碼器的框圖如圖6-46。它主要有三部分組成：產(chǎn)生19kHz方波信號的鎖相環(huán)路、鎖定指示器和解碼器。鎖相環(huán)FM立體聲解碼器的框圖如圖6-式中m為正整數(shù)，Δf<fi。第6節(jié)FM立體聲解碼調(diào)相信號的特征是其瞬時相位與調(diào)制信號成正比，可表示為在環(huán)路鎖定時，鑒相器兩輸入的頻率相同，即如果用PLL組成同步濾波器，則可進一步獲得輸入信號的再生波形，且其帶寬可以做到任意窄。設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ)，則輸出相位為在這一個完整的周期中，輸入的周期數(shù)為D(τe/T)=2KATsDn(τe/T)(6-68)圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量第3節(jié)頻率合成由圖6-43可見,早積分器的清除時刻超前于遲積分器的清除時刻,超前量為T-2Δ。若選擇中放回路的調(diào)諧頻率ωir等于ωt-ω2，考慮輸入信號載頻的多卜勒頻移ωd，則有D(θe)=Kdsin2θe(t)(6-49)圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖圖6-8說明如何將一個調(diào)頻調(diào)制器變換成一個調(diào)相調(diào)制器。設(shè)輸入信號被正弦音頻信號調(diào)頻，則輸入瞬時頻率為轉(zhuǎn)換判別器的輸出為頻率合成器是將一個高精確度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等對它進行加、減、乘、除的四則運算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精確度和穩(wěn)定度的頻率源。圖6-46鎖相環(huán)FM立體聲解碼器框圖式中m為正整數(shù)，Δf<fi。圖6-46鎖相環(huán)FM立體聲同步解調(diào)，在V1的輸出端得到

UL=05(L+R)+032(L-R)=082L+018R

在V2的輸出端得到

UR=05(L+R)-032(L-R)=018L+082R

經(jīng)后續(xù)網(wǎng)絡(luò)的合成，L輸出端得到

UL-022UR=078LR輸出端得到

UR-022UL=078R同步解調(diào)，在V1的輸出端得到圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路

第7節(jié)彩色副載波同步

在彩色電視中，彩色全電視信號包括亮度信號、色差信號、色同步信號和行同步信號。其中亮度信號由三基色組成

EY=03ER+059EG+011EB(6-71)

式中EY、ER、EG和EB分別表示亮度、紅色、綠色和藍(lán)色信號電壓。

第7節(jié)彩色副載波同步

在彩在我國通用的PAL制中，色度信號是一種特殊的調(diào)幅信號。它利用兩個色差信號：一個是紅基色信號ER和亮度信號EY之差

ER-Y=ER-EY=07ER-059EG-011EB(6-72)

另一個是藍(lán)基色信號EB與亮度信號EY之差

EB-Y=EB-EY=-03ER-059EG+089EB(6-73)在我國通用的PAL制中，色度信號是一用這兩個色差信號分別對互為正交的兩個同頻色副載波ωsc進行平衡調(diào)制，得到

F=ER-Ycosωsct+EB-Ysinωsct(6-74)用這兩個色差信號分別對互為正交的兩個在PAL制中，為了克服相位失真而引起的色調(diào)變化，色度信號是經(jīng)過逐行倒相的，如奇數(shù)行

Fo=EB-Ycosωsct+ER-Ysinωsct

偶數(shù)行

e=EB-Ycosωsct-ER-Ysinωsct在PAL制中，為了克服相位失真而引起圖6-48PAL制彩色電視的色差信號解調(diào)圖6-48PAL制彩色電視的色差信號解調(diào)圖6-49D7193AP/P色處理電路框圖圖6-49D7193AP/P色處理電路框圖

第8節(jié)電動機轉(zhuǎn)速控制

利用鎖相環(huán)路可以很低的成本對直流電動機轉(zhuǎn)速實施非常精確的轉(zhuǎn)速控制，這在工業(yè)生產(chǎn)技術(shù)上是十分有用的。與常規(guī)的電機轉(zhuǎn)速控制技術(shù)相比，鎖相技術(shù)具有明顯的優(yōu)點。典型的電機控制方案如圖6-50。

第8節(jié)電動機轉(zhuǎn)速控制

利用鎖圖6-50電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)框圖圖6-50電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)框圖用鎖相環(huán)路構(gòu)成的電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)的框圖如圖6-51，其中VCO已由電機和光轉(zhuǎn)速表取代。圖6-51PLL電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)框圖用鎖相環(huán)路構(gòu)成的電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)的框在激勵電壓uc的作用下，電機轉(zhuǎn)動角速度為(6-75)(6-76)(6-77)(6-78)(6-79)在激勵電壓uc的作用下，電機轉(zhuǎn)動角速度為(6-75鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件圖6-53普通VCO和電機階躍響應(yīng)的比較圖6-53普通VCO和電機階躍響應(yīng)的比較圖6-54PLL電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)模型圖6-54PLL電機轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)模型圖6-54的系統(tǒng)模型可簡化為圖6-55，前向傳遞函數(shù)用G1(s)表示，反饋網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)用G2(s)表示。系統(tǒng)的開環(huán)頻率響應(yīng)則為(6-80)圖6-54的系統(tǒng)模型可簡化為圖6-5圖6-55圖6-54的簡化圖圖6-55圖6-54的簡化圖第9節(jié)鎖相接收機圖6-56是衛(wèi)星多普勒測速的示意圖。圖上vR表示衛(wèi)星相對于地面站的徑向運動速度，R代表衛(wèi)星至地面站的距離，則有關(guān)系(6-81)第9節(jié)鎖相接收機圖6-56是設(shè)衛(wèi)星向地面發(fā)射的信標(biāo)信號頻率為ωt，則地面站接收信號的相位為(6-82)(6-83)(6-84)設(shè)衛(wèi)星向地面發(fā)射的信標(biāo)信號頻率為ωt，圖6-56衛(wèi)星多卜勒測速示意圖圖6-56衛(wèi)星多卜勒測速示意圖圖6-58鎖相接收機的工作原理可簡述如下。設(shè)混頻器輸入信號電壓u1(t)=U1sin［ω1t+θm(t)］(6-85)式中θm(t)為附加調(diào)制相位。倍頻器的輸出電壓為u2(t)=U2cos［ω2t+θ2］(6-86)混頻器輸出經(jīng)放大后的中頻電壓為u3(t)=U3sin［ω3t+θm(t)-θ2］(6-87)圖6-58鎖相接收機的工作原理可簡述如下。式中

ω3=ω1-ω2

參考信號電壓為

u4(t)=U4cos(ω4t-θ4)(6-88)為分析方便，設(shè)θ4=0，則鑒相器輸出電壓為

ud(t)=Udsin［(ω3-ω4)t+θm(t)-θ2］(6-89)式中

圖6-57雙程多卜勒測量系統(tǒng)(a)地面系統(tǒng)；(b)相干應(yīng)答器圖6-57雙程多卜勒測量系統(tǒng)圖6-58鎖相接收機的一般形式圖6-58鎖相接收機的一般形式若選擇中放回路的調(diào)諧頻率ωir等于ωt-ω2，考慮輸入信號載頻的多卜勒頻移ωd，則有

ω1=ωt+ωdω3=ω1-ω2=ωir+ωd

接收機設(shè)計中選擇

ωir=ω4

則有

ω3-ω4=ωd

若選擇中放回路的調(diào)諧頻率ωir等于ω代入(6-89)式，得鑒相器輸出為

ud(t)=Udsin［ωdt+θm(t)-θ2］(6-90)

令

θ1(t)=ωdt+θm(t)

則有

ud(t)=Udsin(θ1-θ2)=Udsinθe(t)(6-91)代入(6-89)式，得鑒相器輸出為這種解調(diào)環(huán)路有如下特點：

(1)環(huán)路解調(diào)門限與前面分析的基本環(huán)路一樣，只要環(huán)路信噪比(S／N)L>6dB時，就能有較好的解調(diào)效果。

(2)接收機的中頻放大器設(shè)置在環(huán)路內(nèi)部，依靠環(huán)路的跟蹤作用，中頻信號的頻率能保持在調(diào)諧回路的中心。

(3)因為環(huán)路的等效噪聲帶寬比前置放大器的帶寬窄得多，所以在保證解調(diào)門限(S／N)L>6dB的情況下，環(huán)路可以在輸入信噪比(S／N)i<0dB的條件下正常工作。這種解調(diào)環(huán)路有如下特點：

第10節(jié)其它應(yīng)用

一、相移器一般的相移器很容易用無源或有源的RC網(wǎng)絡(luò)來構(gòu)成。這里所說的用鎖相環(huán)路構(gòu)成的相移器，則有一些特殊的性能。

第10節(jié)其它應(yīng)用

一、相移器圖6-59精密90°相移器框圖圖6-59精密90°相移器框圖圖6-60CMOS器件的精密90°相移器圖6-60CMOS器件的精密90°相移器二、頻率變換利用PLL進行頻率變換的方法，在前面頻率合成和鎖相接收機中已經(jīng)用到過。作為一個基本的技術(shù)，用PLL進行頻率變換兼有放大、信號提純等功能，具有普遍的應(yīng)用價值。圖6-61為鎖相頻率變換的框圖。二、頻率變換圖6-61PLL頻率變換圖6-61PLL頻率變換圖6-62PLL頻率變換電路示例圖6-62PLL頻率變換電路示例三、同步濾波鎖相環(huán)路在鎖定時能得到對輸入信號鎖定的輸出信號，或者說得到“再生”的信號。這個再生信號與輸入信號同頻且更為純凈。如果用PLL組成同步濾波器，則可進一步獲得輸入信號的再生波形，且其帶寬可以做到任意窄。這樣，即使埋在噪聲中的輸入信號，也可用同步濾波器來再生它的波形。三、同步濾波四、自動跟蹤調(diào)諧利用PLL的頻率跟蹤特性，可以進行自動跟蹤調(diào)諧。圖6-64為一個微波相位計中的自動調(diào)諧跟蹤環(huán)路。壓控振蕩器VCO的輸出信號加到階躍發(fā)生器，利用階躍二極管急劇復(fù)原的電荷儲存特性，可產(chǎn)生周期取樣脈沖，對輸入端011～124GHz頻段內(nèi)的任一正弦波取樣。四、自動跟蹤調(diào)諧圖6-63PLL同步濾波器圖6-63PLL同步濾波器圖6-63PLL同步濾波器圖6-63PLL同步濾波器圖6-64自動調(diào)諧跟蹤環(huán)圖6-64自動調(diào)諧跟蹤環(huán)設(shè)輸入信號為(6-92)(6-93)(6-94)設(shè)輸入信號為(6-92)(6-93)(6-94)式中m為正整數(shù)，Δf<fi。據(jù)此，(6-94)式可改寫成(6-95)式中m為正整數(shù)，Δf<fi。據(jù)此，(6-94)式可改寫成五、微波鎖相頻率源微波鎖相頻率源具有噪聲電平低、功率大、頻率穩(wěn)定度高、對諧波分量有很高的邊帶抑制比，以及調(diào)諧簡單、易于產(chǎn)生寬帶調(diào)頻信號等優(yōu)點。圖6-65是一個4GHz鎖相頻率源的組成方案。五、微波鎖相頻率源圖6-654GHz鎖相頻率源方案圖6-654GHz鎖相頻率源方案感謝觀看感謝觀看157鎖相環(huán)路的應(yīng)用鎖相環(huán)路的應(yīng)用

第1節(jié)跟蹤濾波器

跟蹤濾波器是一個帶通濾波器，其中心頻率能自動地跟蹤輸入信號載波頻率的變化。由鎖相環(huán)路工作原理知道，鎖相環(huán)路本身就具有這樣的性能，只是其輸出信號的相位可能(取決于所用鑒相器的類型)與輸入信號相位差90°而已。

第1節(jié)跟蹤濾波器

跟蹤濾波器是圖6-1(b)為輸入衰落信號情況下，鎖相環(huán)路的輸入與輸出信號的波形。鎖相環(huán)路作為跟蹤濾波器時應(yīng)從壓控振蕩器輸出uo(t)，在窄帶設(shè)計條件下它是經(jīng)過提純的輸入信號載波，可用于信號的相干解調(diào)等。圖6-1(b)為輸入衰落信號情況下，圖6-1鎖相環(huán)路跟蹤衰落信號圖6-1鎖相環(huán)路跟蹤衰落信號根據(jù)壓控振蕩器的特性，它的瞬時振蕩頻率當(dāng)環(huán)路鎖定時，ωv(t)=ωi(t)，因而根據(jù)壓控振蕩器的特性，它的瞬時振蕩頻率當(dāng)環(huán)路鎖定一、跟蹤特性鎖相環(huán)路的跟蹤特性是可以測量的。以CMOS集成鎖相環(huán)路5G4046構(gòu)成的跟蹤濾波器如圖6-2(a)。在電源電壓為10V，中心頻率fo=100kHz的情況下，用X—Y記錄儀直接測得的結(jié)果如圖6-2(b)。一、跟蹤特性圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量圖6-2鎖相環(huán)路跟蹤特性的測量當(dāng)輸入頻率下降時得到圖中實線，在fi=f3=1208kHz處環(huán)路捕獲，在fi=f1=41kHz處失鎖。由此可算得環(huán)路的同步帶捕獲帶當(dāng)輸入頻率下降時得到圖中實線，在fi二、頻率特性鎖相環(huán)路對輸入高頻信號的帶通特性是由環(huán)路傳遞函數(shù)的低通特性所決定的。設(shè)輸入信號被正弦音頻信號調(diào)頻，則輸入瞬時頻率為式中ωc是載頻；

Ω為調(diào)制音頻；Δω為峰值頻偏。根據(jù)第一章的定義，輸入相位為(6-1)(6-2)二、頻率特性(6-1)(6-2)只要環(huán)路工作在線性范圍，環(huán)路濾波器的輸出uc(t)也是頻率為Ω的正弦波，它的幅度為式中H(jΩ)是環(huán)路的閉環(huán)頻率響應(yīng)；

θ1(jΩ)是正弦相位信號θ1(t)的幅度*。根據(jù)(6-2)式(6-3)將(6-4)式代入(6-3)式得到(6-4)(6-5)只要環(huán)路工作在線性范圍，環(huán)路濾波器的圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性圖6-3跟蹤濾波器的頻率特性

第2節(jié)調(diào)制器與解調(diào)器

一、調(diào)幅信號的調(diào)制與解調(diào)

1.調(diào)幅信號設(shè)未調(diào)載波為式中Uc為載波幅度；ωc為載頻。調(diào)制信號為(6-6)(6-7)

第2節(jié)調(diào)制器與解調(diào)器

一、調(diào)幅信為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。經(jīng)調(diào)幅后產(chǎn)生的調(diào)幅信號為(6-8)為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。經(jīng)

2調(diào)制器用集成鎖相環(huán)路很容易構(gòu)成一個性能良好的AM調(diào)制器。這時，環(huán)中的相乘器不再作鑒相器應(yīng)用，而是直接用它的相乘功能；壓控振蕩器也不再作被控振蕩器，而是直接產(chǎn)生載波信號。由此構(gòu)成如圖6-4框圖。圖6-4AM調(diào)制器原理圖2調(diào)制器用集成鎖相環(huán)路很容易構(gòu)成鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件

3解調(diào)器常用的AM信號解調(diào)器是峰值檢波器。這種電路無法抑制信號所伴隨的噪聲，解調(diào)輸出信噪比較差。若用同步解調(diào)則可抑制噪聲，使解調(diào)輸出信噪比得到改善。設(shè)帶有載波的DSB—AM信號為(6-9)3解調(diào)器常用的AM信號解調(diào)器是峰圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖同步的恢復(fù)載波為這兩個信號相乘即可實現(xiàn)同步解調(diào)(6-10)(6-11)同步的恢復(fù)載波為(6-10)(6-11)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)圖6-7AM信號的PLL同步解調(diào)二、模擬調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)

1.調(diào)頻與調(diào)相信號仍設(shè)幅度為1的單一頻率Ω的調(diào)制信號

uF(t)=sin(Ωt+φ)(6-12)

則調(diào)頻信號為

uFM(t)=Ucsin｛［ωc+ΔωuF(t)］t｝(6-13)

式中ωc為載頻；

Uc為載波幅度；

Δω為峰值頻偏。二、模擬調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)將(6-12)式代入(6-13)式得

uFM(t)=Ucsin｛［ωc*+Δωsin(Ωt+φ)］t｝(6-14)

已調(diào)信號的幅度為常數(shù)，其瞬時頻率正比于調(diào)制信號。調(diào)頻信號也可以用頻譜來表示。單一頻率Ω正弦信號調(diào)制的調(diào)頻信號，其頻譜不再像調(diào)幅信號那樣是三條譜線，而是有無限多的譜線。譜線的頻率為ωc±Ω，ωc±2Ω,…，ωc±nΩ，其中n為正整數(shù)。第n對譜線的幅度為(設(shè)Uc=1)(6-15)將(6-12)式代入(6-13)式得(6-15)調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。所謂窄帶調(diào)頻信號是指峰值頻偏Δω遠(yuǎn)小于調(diào)制頻率Ω，即mf<<1。這時，只有n=0和n=1的貝塞爾函數(shù)有值，調(diào)頻信號只有三條譜線，其帶寬為所謂寬帶調(diào)頻信號是指mf>>1，有很多譜線。作為一個粗略的近似，可忽略n>mf的那些頻譜，其帶寬可近似為(6-16)(6-17)調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。所謂窄調(diào)相信號的特征是其瞬時相位與調(diào)制信號成正比，可表示為

uPM(t)=Ucsin［ωct+ΔφuF(t)］(6-18)

式中Δφ為峰值相偏。若調(diào)制信號仍同(6-12)式，則代入(6-18)式得

uPM(t)=Ucsin［ωct+Δφsin(Ωt+φ)］(6-19)

它的頻譜也包含有一組間隔為Ω的譜線。頻率為ωc±nΩ的頻譜幅度為(設(shè)Uc=1)

A(ωc±nΩ)=Jn(Δφ)(6-20)調(diào)相信號的特征是其瞬時相位與調(diào)制信號圖6-8FM與PM的轉(zhuǎn)換圖6-8FM與PM的轉(zhuǎn)換每個壓控振蕩器自身就是一個調(diào)頻調(diào)制器，因為它的瞬時頻率正比于輸入控制信號。圖6-8說明如何將一個調(diào)頻調(diào)制器變換成一個調(diào)相調(diào)制器。調(diào)制信號uF(t)經(jīng)微分后得式中Td是一個常數(shù)。uf(t)控制VCO得到輸出瞬時頻率為VCO的瞬時相位為(6-21)(6-22)每個壓控振蕩器自身就是一個調(diào)頻調(diào)制器令KoTd=Δφ，則VCO輸出信號可表示為

uo(t)=Ucsin［ωot+ΔφuF(t)］這就是一個載波頻率等于VCO自由振蕩頻率ωo的調(diào)相信號，與(6-18)式相同，說明圖6-8完成了調(diào)頻信號與調(diào)相信號之間的變換。令KoTd=Δφ，則VCO輸出信號可表

2調(diào)制器壓控振蕩器可以直接用作FM調(diào)制器。但是由于它的振蕩頻率的溫度漂移以及控制特性的非線性等，不能產(chǎn)生高質(zhì)量的FM信號。應(yīng)用如圖6-9所示的PLL調(diào)制器，可以獲得FM或PM信號。其載頻穩(wěn)定度很高，可以達(dá)到晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度。根據(jù)環(huán)路的線性相位模型，可以導(dǎo)出在調(diào)制信號uF(t)作用下，環(huán)路的輸出相位(以下均用它們的拉普拉斯變換表示)2調(diào)制器壓控振蕩器可以直接用作圖6-9PLL調(diào)制器圖6-9PLL調(diào)制器(6-23)VCO輸出頻率相對于自由振蕩頻率ωo的頻偏即為sθ2(s)。由上式可得(6-24)(6-23)VCO輸出頻率相對于自由振蕩頻若要產(chǎn)生PM信號，需使輸出相位θ2(s)與調(diào)制信號成正比。從(6-23)式可見，若先將調(diào)制信號經(jīng)過微分得到sU′F(s)，再代入(6-23)式，即可得到(6-25)若要產(chǎn)生PM信號，需使輸出相位θ2(為保證調(diào)制器具有同樣良好的低頻調(diào)制特性，可用鎖相環(huán)路構(gòu)成一種所謂兩點調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器，其組成框圖如圖6-10。圖6-10兩點調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器為保證調(diào)制器具有同樣良好的低頻調(diào)制特在環(huán)路的線性相位模型上，可以分別計算uF1(t)和uF2(t)的調(diào)制作用。uF1(t)產(chǎn)生的輸出相位為(6-26)uF2(t)產(chǎn)生的輸出相位為(6-27)在環(huán)路的線性相位模型上，可以分別計式中Kp是前端調(diào)相器的調(diào)制增益?？偟妮敵鱿辔粸閷⒋舜肷鲜降?6-28)式中Kp是前端調(diào)相器的調(diào)制增益?？偟妮敵鱿辔粸閷⒋舜肷?/p>

3.解調(diào)器調(diào)制跟蹤的鎖相環(huán)路本身就是一個FM解調(diào)器，從壓控振蕩器輸入端得到解調(diào)輸出。系統(tǒng)的框圖如圖6-11。發(fā)射機部分用一PLL集成電路構(gòu)成，VCO作為FM調(diào)制器;PD用一個相乘器，這里用作緩沖放大，只要在另一端加一固定偏置電壓即可。接收機是一通用的線性PLL電路。利用PLL良好的調(diào)制跟蹤特性，使PLL跟蹤輸入FM信號瞬時相位的變化，從而從VCO控制端獲得解調(diào)輸出。3.解調(diào)器調(diào)制跟蹤的鎖相環(huán)路本身就是圖6-11FM通信系統(tǒng)圖6-11FM通信系統(tǒng)假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)，且信號載頻ωc等于VCO自由振蕩頻率，則由(6-14)式可得到輸入相位(6-29)假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ)，則輸出相位為(6-30)因而解調(diào)輸出電壓為設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ)，則輸出相位為(6-30)圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路圖6-12幾種FM解調(diào)器電路三、數(shù)字調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)

1.數(shù)字信號調(diào)頻與調(diào)相最常見的數(shù)字調(diào)頻與調(diào)相信號是，二元數(shù)據(jù)信號的移頻鍵控信號FSK，以及移相鍵控信號PSK。

2.數(shù)字調(diào)頻信號的產(chǎn)生從原理上講，方波調(diào)頻與前面講過的模擬信號調(diào)頻沒有什么本質(zhì)的不同。這里著重介紹一些適用的實際電路。三、數(shù)字調(diào)頻和調(diào)相信號的調(diào)制與解調(diào)圖6-13FSK信號和PSK信號圖6-13FSK信號和PSK信號圖6-14FSK調(diào)制器圖6-14FSK調(diào)制器

3.解調(diào)器用PLL解調(diào)FSK信號有兩種不同的方法。第一種是用一個PLL使其始終對輸入信號的頻率鎖定或跟蹤。第二種方法是用一個PLL對FSK信號中的一個頻率鎖定，而對另一個頻率則是失鎖的。3.解調(diào)器用PLL解調(diào)FSK信號圖6-15XR-215的FSK解調(diào)電路圖6-15XR-215的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-16NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-17NE564的FSK解調(diào)電路圖6-17NE564的FSK解調(diào)電路鎖相環(huán)路的應(yīng)用授課用_課件圖6-18撥號音解碼電路圖6-18撥號音解碼電路

第3節(jié)頻率合成

一、概述頻率合成器是將一個高精確度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等對它進行加、減、乘、除的四則運算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精確度和穩(wěn)定度的頻率源。

第3節(jié)頻率合成

一、概述頻率合成的方法主要有三種。最早的合成方法被稱為直接頻率合成，它利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器來完成對頻率的四則運算。典型的一種直接合成模塊為雙混頻—分頻模塊，如圖6-19。頻率合成的方法主要有三種。最早的合成圖6-19雙混頻—分頻模塊圖6-19雙混頻—分頻模塊應(yīng)用鎖相環(huán)路的頻率合成方法稱為間接合成。它是目前應(yīng)用最為廣泛的一種頻率合成方法。鎖相頻率合成的基本框圖如圖6-20。在環(huán)路鎖定時，鑒相器兩輸入的頻率相同，即

fd是VCO輸出頻率fo經(jīng)N次分頻后得到的，即

(6-31)所以輸出頻率(6-32)(6-33)應(yīng)用鎖相環(huán)路的頻率合成方法稱為間接合圖6-20鎖相頻率合成的基本框圖圖6-20鎖相頻率合成的基本框圖二、變模分頻合成器如圖6-20的基本鎖相頻率合成器中，VCO輸出頻率直接加到可編程分頻器上。各種工藝的可編程分頻器都有一定的上限頻率,這就限制了這種合成器的最高工作頻率。解決這個問題的辦法之一是在可編程分頻器的前端加一個固定模數(shù)V的前置分頻器，如圖6-21所示。ECL或CaAs的固定模數(shù)分頻器可工作到1GHz以上，這就大大提高了合成器的工作頻率。采用前置分頻之后，合成器的輸出頻率為

二、變模分頻合成器圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖假設(shè)輸入FM信號，環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)，且信號載頻ωc等于VCO自由振蕩頻率，則由(6-14)式可得到輸入相位二、頻率變換第10節(jié)其它應(yīng)用鎖相環(huán)路的跟蹤特性是可以測量的。它主要有三部分組成：產(chǎn)生19kHz方波信號的鎖相環(huán)路、鎖定指示器和解碼器。調(diào)頻信號可分為窄帶和寬帶兩類。由圖6-43可見,早積分器的清除時刻超前于遲積分器的清除時刻,超前量為T-2Δ。=VN1+N2(6-36)為分析簡化，式中信號幅度已經(jīng)歸一。圖6-475G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-4AM調(diào)制器原理圖=082L+018R式中ωc為載頻；圖6-19雙混頻—分頻模塊圖6-21用前置分頻的PLL合成器圖6-6AM信號同步解調(diào)的原理圖圖6-21用前置圖6-22雙模分頻PLL合成器圖6-22雙模分頻PLL合成器在這一個完整的周期中，輸入的周期數(shù)為

D=(V+1)N2+(N1-N2)V=VN1+N2