現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術

關于現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術第一頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.1引言

在第6章中已經(jīng)討論了幾種基本數(shù)字調(diào)制技術的調(diào)制和解調(diào)原理。隨著數(shù)字通信的迅速發(fā)展，各種數(shù)字調(diào)制方式也在不斷地改進和發(fā)展，現(xiàn)代通信系統(tǒng)中出現(xiàn)了很多性能良好的數(shù)字調(diào)制技術。本章我們主要介紹目前實際通信系統(tǒng)中常使用的幾種現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術。首先介紹幾種恒包絡調(diào)制，包括偏移四相相移鍵控（OQPSK）、π/4四相相移鍵控（π/4

-QPSK）、最小頻移鍵控（MSK）和高斯型最小頻移鍵控（GMSK）；然后介紹正交幅度調(diào)制（QAM），它是一種不恒定包絡調(diào)制。在介紹了這幾種單載波調(diào)制后，再引入多載波調(diào)制，著重介紹其中的正交頻分復用（OFDM）。第二頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.2偏移四相相移鍵控（OQPSK）在數(shù)字調(diào)制中，假設QPSK信號的每個碼元的包絡為矩形方波，則高頻信號也具有恒包絡特性，但這時已調(diào)信號的頻譜將為無窮大，而實際上信道帶寬總是有限的，為了對QPSK信號的帶寬進行限制，先將基帶雙極性矩形不歸零脈沖序列先經(jīng)過基帶成形濾波器進行限帶，然后再進行QPSK調(diào)制。問題是：通過帶限處理后的QPSK信號將不再是恒包絡了。而且當碼組，或時，會產(chǎn)生的載波相位跳變，這種相位跳變會引起帶限處理后的QPSK信號包絡起伏，甚至出現(xiàn)包絡為0的現(xiàn)象。這種現(xiàn)象必須避免，這是因為當通過非線性器件后，包絡起伏很大的限帶QPSK信號的功率譜旁瓣增生，導致頻譜擴散，增加對相鄰信道的干擾。為了消除的相位跳變，在QPSK的基礎上提出了OQPSK。第三頁，共五十二頁，2022年，8月28日第四頁，共五十二頁，2022年，8月28日（a）QPSK信號的相位關系（b）OQPSK信號的相位關系

圖8-1QPSK和OQPSK信號的相位關系第五頁，共五十二頁，2022年，8月28日由于OQPSK信號也可以看作是由同相支路和正交支路的2PSK信號的疊加，所以OQPSK信號的功率譜與QPSK信號的功率譜形狀相同。如果采用相干解調(diào)方式，理論上OQPSK信號的誤碼性能與相干解調(diào)的QPSK相同。但是，頻帶受限的OQPSK信號包絡起伏比頻帶受限的QPSK信號小，經(jīng)限幅放大后頻譜展寬的少，所以OQPSK的性能優(yōu)于QPSK。在實際中，OQPSK比QPSK應用更廣泛。第六頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.3π/4四相相移鍵控第七頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-3π/4-QPSK信號的星座圖第八頁，共五十二頁，2022年，8月28日第九頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.4最小頻移鍵控（MSK）第十頁，共五十二頁，2022年，8月28日第十一頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.4.1MSK信號的正交性第十二頁，共五十二頁，2022年，8月28日第十三頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.4.2MSK信號的相位連續(xù)性第十四頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.4.3MSK信號的產(chǎn)生與解調(diào)第十五頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-7MSK信號的產(chǎn)生方框圖第十六頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-8MSK解調(diào)器原理框圖第十七頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.4.4MSK信號的頻譜特性第十八頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-9MSK、GMSK和OQPSK等信號的功率譜密度第十九頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.5高斯最小頻移鍵控（GMSK）第二十頁，共五十二頁，2022年，8月28日第二十一頁，共五十二頁，2022年，8月28日第二十二頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.6正交幅度調(diào)制（QAM）正交振幅調(diào)制（QAM）是一種幅度和相位聯(lián)合鍵控（APK）的調(diào)制方式。它可以提高系統(tǒng)可靠性，且能獲得較高的信息頻帶利用率，是目前應用較為廣泛的一種數(shù)字調(diào)制方式。第二十三頁，共五十二頁，2022年，8月28日正交振幅調(diào)制的信號表示正交振幅調(diào)制是用兩路獨立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。第二十四頁，共五十二頁，2022年，8月28日一、時域表示第二十五頁，共五十二頁，2022年，8月28日第二十六頁，共五十二頁，2022年，8月28日二、矢量圖第二十七頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-1016QAM的星座圖對于M=16的16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。兩種具有代表意義的信號星座圖如圖8-10所示。在圖8-10（a）中，信號點的分布成方型，故稱為矩形16QAM星座，也稱為標準型16QAM。在圖8-10（b）中，信號點的分布成星型，故稱為星型16QAM星座。第二十八頁，共五十二頁，2022年，8月28日第二十九頁，共五十二頁，2022年，8月28日由此可見，方型和星型16QAM兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結構也有重要的差別，一是星型16QAM只有兩個振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。但是由于方型星座QAM信號所需的平均發(fā)送功率僅比最優(yōu)的QAM星座結構的信號平均功率稍大，而方型星座的MQAM信號的產(chǎn)生及解調(diào)比較容易實現(xiàn)，所以方型星座的MQAM信號在實際通信中得到了廣泛的應用。當M=4,16,32,64時MQAM信號的星座圖如圖8-11所示。第三十頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-11MQAM信號的星座圖第三十一頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.6.2MQAM信號的產(chǎn)生和解調(diào)第三十二頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-12QAM信號調(diào)制原理圖第三十三頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-13MQAM信號相干解調(diào)原理圖MQAM信號可以采用正交相干解調(diào)方法，其解調(diào)器原理圖8-13所示。多電平判決器對多電平基帶信號進行判決和檢測。第三十四頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.6.3MQAM信號的頻帶利用率第三十五頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.6.4MQAM信號的抗噪性能分析在矢量圖中可以看出各信號點之間的距離，相鄰點的最小距離直接代表噪聲容限的大小。比如，隨著進制數(shù)M的增加，在信號空間中各信號點間的最小距離減小，相應的信號判決區(qū)域隨之減小，因此，當信號受到噪聲和干擾的損害時，接收信號錯誤概率將隨之增大。下面我們從這個角度出發(fā)，來比較一下相同進制數(shù)時PSK和QAM的抗噪性能。第三十六頁，共五十二頁，2022年，8月28日第三十七頁，共五十二頁，2022年，8月28日第三十八頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.7 正交頻分復用（OFDM）第三十九頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.7.1多載波調(diào)制技術多載波調(diào)制技術是一種并行體制，它將高速率的數(shù)據(jù)序列經(jīng)串/并變換后分割為若干路低速數(shù)據(jù)流，每路低速數(shù)據(jù)采用一個獨立的載波調(diào)制，疊加在一起構成發(fā)送信號，在接收端用同樣數(shù)量的載波對發(fā)送信號進行相干接收，獲得低速率信息數(shù)據(jù)后，再通過并/串變換得到原來的高速信號。多載波傳輸系統(tǒng)原理框圖如圖8-14所示。第四十頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-14多載波傳輸系統(tǒng)原理框圖第四十一頁，共五十二頁，2022年，8月28日在多載波調(diào)制方式中，子載波設置主要有3種方案。圖8-15（a）為傳統(tǒng)的頻分復用方案，它將整個頻帶劃分為N個互不重疊的子信道。在接收端可以通過濾波器組進行分離。圖8-15（b）為偏置QAM方案，它在3dB處載波頻譜重疊，其復合譜是平坦的。第三種方案為正交頻分復用（OFDM）方案，要求各子載波保持相互正交。第四十二頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-15子載波的兩種設置方案第四十三頁，共五十二頁，2022年，8月28日8.7.2正交頻分復用技術第四十四頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-16OFDM調(diào)制原理框圖第四十五頁，共五十二頁，2022年，8月28日圖8-17OFDM信號的頻譜結構示意圖