通信電子電路8.3

①FM波——(頻幅變換)——FM—AM②FM—AM——(包絡檢波)——恢復原調制信號§8．8振幅鑒頻器（斜率鑒頻器slopediscriminator）一．失諧（detuning）回路振幅鑒頻器振幅鑒頻器的基本原理：頻-幅變換器包絡檢波器返回最簡單的頻—幅變換電路就是并聯諧振回路，其工作特點：例1：失調單回路振幅鑒頻器FM信號工作在并聯諧振回路的失諧區(qū)，即（ ），當FM波電流流過回路時，由于瞬時頻率隨調制信號而變化，對于不同的瞬時頻偏，失諧回路阻抗不同，回路輸出電壓 振幅將隨瞬時頻偏 的變化而變化，即可完成 變換。

f

Sfo利用失調回路中幅頻特性曲線的傾斜部分來實現鑒頻，解調后失真較大，是一種原始類型的鑒頻器，現在已很少采用，但它對理解振幅鑒頻器對FM波的解調有很直觀的意義。

foivs(fs)返回是在集成電路中常用的振幅鑒頻器，如下圖電路就是電視接收機中伴音信號處理的集成電路TA7176A中的差分峰值鑒頻器。

1電路結構

二差分峰值振幅鑒頻器T1，T2為射隨器；T3，T4為峰值檢波器；T5，T6為差分對放大器；9，10管腳外接頻—幅移相變換網絡：C1，C2，L12電路分析：設：L1C1并聯電路的諧振頻率為：L1,C1和C2組成的并、串諧振回路的諧振頻率為：

雖然有：1．當 時，并串回路呈現串聯諧振，由于串聯諧振阻抗最小，故V1最小，而電流最大，故V2最大。

fofo2fo1故V1最大，而C2的容抗 最小2．當 時，并聯回路諧振，（ ），故V2最小。故此移相網絡的作用是將輸入FM信號Vi轉換成V1和V2兩個幅頻特性相反的FM—AM信號。V1和V2經T1和T2的射隨器輸出后加到T3，T4兩個峰值型包絡檢波器的輸入端，而輸出的峰值檢波電壓為：

分別加到差分對T5，T6的輸入端，經放大后由T6集電極單端輸出v1v2ve3ve4vo返回

一電路結構和基本原理§8．8互感偶合回路相位鑒頻器由二個部分組成：

1，

移相網絡：互感為M的初，次級雙調諧耦合回路組成的移相網絡，v1經移相網絡生成PM—FM波v2，且|V1|=|V2|+v3

-另外，V1經耦合電容CC在扼流圈LC上產生的電壓v3=v1，故其等效電路如右下圖所示。2包絡檢波器：組成平衡式包絡檢波器。兩個檢波器的輸出電壓為：+v2-+v1-返回i1i2二工作原理分析：上下檢波器的輸入端高頻電壓為：如果忽略次級回路對初級回路的影響，則初級回路中流過L1的電流近似為：而次級回路中產生的感應電動勢當忽略二極管檢波器等效輸入電阻對次級回路的影響時，次級回路電流i2為：所以：次級回路兩端電壓v2為：討論:（1）當輸入FM波瞬時頻率f等于調頻波中心頻率f

o，即f=f

o時，次級回路諧振。即：則有：即有：v2超前v1相位差π/2，由矢量圖可得：|vd1|=|vd2|若設檢波器的傳輸系數為Kd1=Kd2=Kd。則有：所以：（2）當瞬時頻率f>fo時，則有 ，這時次級回路呈電感性。注意：式中 為次級回路阻抗。為Z2的相角。由矢量圖，V2超前V1的相位小于π/2，且隨所以：|Vd1|>|Vd2|（3）當f<fo時， 次級回路呈電容性。

所以：其中：可見：V2超前V1的相位差大于π/2，且所以有：|Vd1|〈|Vd2|根據上述分析，相位鑒頻器具有下圖所示的鑒頻特性曲線。ffo綜上所述：互感耦合回路相位鑒頻器中的耦合雙回路是一個頻—相變換器，它把FM波V1（t）變換成PM—FM波V2（t），而FM波V1（t）與PM—FM波V2（T）經疊加后變換成兩個AM—FM波 ，經包絡檢波器后即可恢復原調制信號，

其過程為：返回相位鑒頻器不具有自限幅作用，為了抑制調頻信號在傳輸過程中形成的寄生干擾調幅的影響，一般需要在接受機中放末級電路中加限幅器，而限幅器要求輸入FM信號的電壓幅值較大，約為1—3VPP，這就增加了調頻接收機中所需的中放和限幅放大器的級數。而比例鑒頻器具有自限幅的作用，且只要求前級中放提供零點幾伏的FM信號電壓就能正常工作，不需要另加限幅放大器，這使調頻接收機的電路簡化，體積可能縮小，降低成本。

一電路結構§8．9比例鑒頻器（ratio

discriminator）比例鑒頻器與相位鑒頻器在電路結構上相差很小，其主要區(qū)別在：

（1）在兩類鑒頻器中D2的極性連接相反（2）在A，B端并聯一個大電容C0，C0與（R1+R2）組成較大的時間常數（約為0.1——0.25s）。這樣在檢波過程中A，B兩端電壓基本不變，等于Eo（3）比例鑒頻器輸出電壓不是在A，B端，而是在中點C，D端引出。

ABEoCD返回比例鑒頻器將輸入FM調頻波V1，在輸入端的頻率—相位變換電路與相位鑒頻器是相同的，右圖為其等效電路。有：其中：二工作原理而如果設兩個二極管檢波器的傳輸系數為Kd1=Kd2=Kd，則兩檢波管的輸出電壓為：而比例鑒頻器的輸出電壓：討論：（1）當 時，V

o+Vo1-+Vo2-Eovd1vd2v1-v1（2）當 時，vd1vd2

（3）當 時，vd2vd1返回

由此可見，比例鑒頻器的鑒頻特性曲線如右圖所示，只要工作在鑒相特性的線性鑒相區(qū)，就可以還原出原調制信號三自限幅原理fovof

v1-v1vd1vd2vd1vd2f=fof>fovo=0vo<0vd2vd1f<fovo>0

比例鑒頻器的輸出電壓Vo只取決于輸入FM波瞬時頻率的變化，而與輸入FM幅度變化的大小無關。

如果設輸入FM波的瞬時頻率不變，即 =常量，而由于傳輸過程中的寄生干擾調幅使輸入FM波的幅度發(fā)生變化。則由于可見，

另外，當輸入FM波的瞬時頻率變化時，即有：返回一電路組成框圖

π/2移相相乘器低通濾波器電路由移相器，相乘器和低通濾波器三部分組成輸入信號 一般來自調頻接收機中放限幅器電路（中頻載波為6.5MHZ或10.7MHZ）的中頻FM信號，參考信號 和 同步正交，即 與 在載頻上有π/2的固定相位差。

二正交鑒頻器的性能分析而經π/2移相后的 信號，對載頻有固定π/2相移，但對各邊頻分量（ ）則產生相位遲延τ，即§6．10正交鑒頻器設輸入FM波 為單一頻率調制的信號，即

所以：相乘器的輸出電壓 為：π/2移相相乘器低通濾波器經低通濾波器后，濾除 分量，并由三角函數公式：

所以有：

又因為通常 ，所以可見，正交鑒頻器的輸出電壓Vo就是原調制信號電壓，只是增加了一個附加的固定相移（Ωτ）/2，這是通過線性網絡傳輸而形成的時間延遲。正交鑒頻器的核心是相乘器，便于集成化，在集成電路調頻接收機中，調頻信號的解調常采用正交鑒頻器。

返回一 調頻發(fā)射機（FMtransmitter）的組成。f01=200kHz振蕩器調相器多級倍頻器混頻器多級倍頻器功率放大器積分預加重可變頻振蕩器N1=64f01=200KHzΔfm1=25Hzf03=1.8-2.3MHZΔfm3=1.6KHZfL=11-10.5MHZf0=86.4-110.4MHZΔfm=76.8KHZN2=48§8．11調頻發(fā)射機和調頻接收機的組成f02=12.8MHZΔfm2=1.6KHZ調頻廣播波段： ，而（音頻）調制信號 的頻率

=50HZ—15KHZ，要求輸出的FM信號最大頻偏

=75KHZ，輸出FM信號的帶寬:BFM=2（mf+1）Fmax=2 +2Fmax=180KHZ，于是在調頻廣播工作波段內，各調頻電臺的頻率間隔取200KHZ，可容納100個電臺。

多級倍頻器f01=200kHz振蕩器調相器積分預加重混頻器可變頻振蕩器多級倍頻器功率放大器間接調頻器返回廣播調頻接受機的通頻帶B=200KHZ，中頻載波頻率fI=10.7MHZ，自動頻率微調（AFC）電路的作用是微調本振頻率fL，保證中頻fI=fL-fs=10.7MHZ穩(wěn)定，這對提高調頻接收機的整機選擇性，靈敏度和保真度是極有益處的。

二調頻接收機（FMreceiver）的組成射頻放大器混頻器中頻放大限幅器鑒頻器靜噪電路去加重，音頻功放本振AFC返回一調頻制中的噪聲以上各種調頻信號解調的原理分析中，都沒有考慮到噪聲的干擾，實際上，信道內存在著的干擾和噪聲是不可避免的，與有用信號一起加到解調器，使解調器輸出除了有用信號外，必然伴有干擾和噪聲，這將影響信號的傳輸質量，在嚴重情況下，當輸出信噪比較小時，有用信號甚至會淹沒在干擾和噪聲中，因此要求各種解調方式應具有優(yōu)良的抗噪聲性能。解調器低通濾波器輸出

信號+噪聲+干擾解調器抗噪聲的能力通常用解調器的輸出信噪比來度量：

輸出信噪比=輸出信號功率PSO/輸出噪聲平均功率Pno由于在實際信號中存在著各種形式的干擾和噪聲，是十分復雜的，而調制信號的解調本身是一個非線性的過程，使分析和計算復雜化，本課程在此只引用有關結論。

§8．12調頻制中的噪聲，門限值和特殊電路BFMBFM/2PnoPso如圖所示，如果輸入鑒頻器的噪聲功率譜密度為均勻分布的白噪聲，那么經鑒頻器輸出的噪聲功率譜密度將隨調制頻率的增加而呈平方律增加。在調頻廣播中傳送的語音信號的能量大部分集中在低頻端，而在調制信號高頻端信號功率譜最小，相反鑒頻器輸出的噪聲功率譜密度卻在調制信號的高頻端最大，這就使得鑒頻器輸出的調制信號高頻端的輸出信噪比嚴重惡化，為改善鑒頻器在調制信號高頻端的輸出信噪比，可以人為的在調頻發(fā)送端提升調制信號 中的高頻分量，即這就是在調頻發(fā)射中接入預加重網絡的原因。2．鑒頻器的輸出信噪比與輸入信噪比之間的關系理論上可以推出：1．鑒頻器輸出的噪聲功率譜密度Pnifo鑒相器的噪聲制度增益：

由上式可以看出，隨調制指數mf的增加，噪聲制度增益將急劇增加，即在相同輸入信噪比的情況下，輸出信噪比增大，系統的抗干擾能力增大，但同時BFM=2（mf+1）Fmax也增加，這表明調頻系統抗干擾性能的改善，是以增加FM信號的傳輸帶寬為代價的。

即當

返回以上的討論是在輸入信噪比較大的情況下進行的，當輸入信噪比較低，而小于一定的門限數值時，鑒頻器的輸出信噪比將急劇惡化，有用信號甚至完全淹沒在噪聲中，而無法正常接收，這種現象叫做鑒頻器的門限效應。為了建立調頻信號解調時門限效應的概念，設鑒頻器輸入未加調制的載波信號，如果改變載頻信號的振幅，則相當于改變鑒頻器輸入端的信噪比。二調頻信號解調的門限效應（1）當VFM輸入大時，即Psi/Pni較大設vFM=VFMCOS（ ）

噪聲：其中 表示隨機變化的噪聲幅度，而 表示在0—2π范圍內隨機變化的噪聲相位，且v（t）vFMvn（t）vn（t）vn（t）由矢量圖可以看出，合成矢量的幅度 和相位變化不大，即合成矢量是一個調幅,調角的信號，且 的變化 不會造成瞬時頻率的突變，故對瞬時頻率變化能作出響應的鑒頻器的輸出為小起伏的噪聲信號。

即 ，輸入信噪比較小的情況下。合成矢量的端點軌跡如下圖所示，合成矢量的相位 可以圍繞原點在0—2π范圍內劇烈變化，由于瞬時頻率

所以當 由0到2π突變時，會產生正脈沖瞬時頻率變化,而當 由2π到0突變時，令產生負脈沖瞬時頻率變化，(3)當VFM輸入較小時，vFMvnvnvn鑒頻器對此正負瞬時頻率脈沖的響應就是正負脈沖噪聲，由此產生嘯叫聲，使輸出信噪比急劇下降，這就是調頻接收門限效應現象的物理解釋。2π由上分析可知：當輸入信噪比低于門限值時，調頻解調的抗噪聲性能嚴重惡化，并不比調幅解調有多少優(yōu)越性，只有在門限值以上工作的調頻解調器才有優(yōu)良的抗噪聲性能。一般鑒頻器的門限值與mf有關，當mf

大時門限值也較大，但在不同的mf下，門限值變化范圍不大，大約在8——11dB范圍內變化，所以一般認為鑒頻器的門限值約為10dB左右。

鑒頻器輸出噪聲功率隨調制頻率F的升高按拋物線規(guī)律增加，但各種消