第2章數(shù)字通信

第2章數(shù)字通信原理2.1概述2.2脈沖編碼調(diào)制系統(tǒng)（PCM）2.3增量調(diào)制(△M)2.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制(ADPCM)2.5PCM和△M系統(tǒng)性能比較本章學(xué)習(xí)要求掌握抽樣定理；熟悉脈沖振幅調(diào)制（PAM）；熟悉模擬信號均勻量化和非均勻量化的方法；掌握脈沖編碼調(diào)制（PCM）原理；熟悉簡單增量調(diào)制(△M)原理；熟悉差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）和自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）系統(tǒng)工作原理；了解PCM系統(tǒng)和△M系統(tǒng)的抗噪聲性能。2.1概述由信源設(shè)備直接產(chǎn)生的原始信號一般都是模擬信號，要想使它實(shí)現(xiàn)數(shù)字化傳輸和交換，首先要將模擬信號數(shù)字化。數(shù)字化過程：就是先將模擬信號抽樣，使它成為一系列在時間上離散的抽樣值，然后再將這些樣值進(jìn)行量化并編碼，變成數(shù)字信號；在接收端進(jìn)行相反的變換，把接收到的數(shù)字信號還原成模擬信號。經(jīng)過編碼得到的數(shù)字信號就可作為基帶數(shù)字信號直接送到信道進(jìn)行數(shù)字基帶傳輸，也可作為頻帶傳輸?shù)恼{(diào)制信號。PCM信號在信道中傳輸時，會出現(xiàn)衰減和失真，尤其在長距離傳輸時，必須在一定距離的信道內(nèi)對PCM信號波形進(jìn)行再生、均衡和識別，以使接收端解碼時減少碼元差錯和失真。在接收端將接收到的數(shù)字信號經(jīng)過解碼和低通濾波之后，恢復(fù)出原來的模擬信號m(t)。模擬信號數(shù)字傳輸方框圖模擬隨機(jī)信號數(shù)字隨機(jī)序列數(shù)字隨機(jī)序列模擬隨機(jī)信號模擬信源抽樣量化和編碼數(shù)字傳輸系統(tǒng)譯碼和低通濾波收終端PCM（PalseCodeModulation）—脈沖編碼調(diào)制，簡稱脈碼調(diào)制。A/D變換的方法采用PCM技術(shù)，由此構(gòu)成的數(shù)字通信系統(tǒng)稱為PCM通信系統(tǒng)。圖1單路PCM通信系統(tǒng)原理框圖信道發(fā)送端

接收端2.2脈沖編碼調(diào)制（PCM）2.2.1抽樣定理抽樣（取樣）過程：將時間和幅度上都是連續(xù)的模擬信號在時間上離散化。抽樣目的：實(shí)現(xiàn)信號的時分多路復(fù)用。模擬信號與其對應(yīng)的樣值序列完成抽樣的器件被稱為“抽樣門”。它實(shí)質(zhì)上是一個定時電子開關(guān)，一般由二極管或場效應(yīng)管構(gòu)成。圖3模擬信號的抽樣圖2取樣模型S(t)取樣脈沖樣值序列（PAM）抽樣定理（奈奎斯特定理）（1）低通信號的抽樣頻率設(shè)有一個頻帶限制在0~fH內(nèi)的連續(xù)模擬信號m(t)，若用時間間隔TS≤1/2fH（即抽樣頻率fs大于或等于2fH）的開關(guān)信號S(t)對m(t)抽樣，則m(t)將被抽樣后的離散信號ms(t)

惟一地確定。若m(t)為低通信號，其最高截止頻率fH，則對應(yīng)的抽樣頻率：

fs≥2fH

（無失真恢復(fù)條件）收端重建的模

擬信號m’（t）低通型模擬信號m（t）當(dāng)fs（1/Ts）滿足抽樣定理（即：fs≥2fH）時：已抽樣信

號ms（t）Ts抽樣定理的含義【例】

求話音信號的抽樣頻率：已知一路電話信號的頻帶為300~3400Hz，則

fmax

=3400Hz

根據(jù)抽樣定理，抽樣頻率≥2×3400Hz=6800Hz

若以6800Hz的抽樣頻率對300~3400Hz的電話信號抽樣，則抽樣后的樣值序列可不失真地還原成原來的語音信號。話音信號的抽樣頻率通常取8000HzTs=1/fs=1/8000=125us如果fs＜2fH，即抽樣間隔Ts＞1/(2fH)，則抽樣后信號的頻譜在相鄰的周期內(nèi)發(fā)生混疊，如圖所示，此時不可能無失真地重建原信號。因此必須要求滿足Ts≤1/(2fH)，m(t)才能被ms(t)完全確定?；殳B現(xiàn)象顯然Ts=1/2fH是最大允許抽樣間隔，它被稱為奈奎斯特間隔，相對應(yīng)的最低抽樣速率fs=2fH稱為奈奎斯特速率。（2）帶通信號的抽樣頻率若連續(xù)信號m(t)的頻帶限制在fL~fH，其中fL為信號的最低頻率，fH為信號的最高頻率，且?guī)挒锽=fH－

fL≤fL時，這樣的信號稱為帶通型信號。若用時間間隔TS≤1/2fH

的開關(guān)信號S(t)對m(t)抽樣，雖然抽得的樣值完全可以表示原信號，但抽樣信號的頻譜中會有較多的頻譜空隙，使信道的利用率不高。為此，在不產(chǎn)生頻譜重疊的前提下，降低抽樣速率，以減小傳輸帶寬。2.2.2脈沖幅度調(diào)制（PAM）

連續(xù)波調(diào)制：正弦載波隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)制方式。脈沖調(diào)制：以時間上離散的脈沖串作為載波，用模擬基帶信號m(t)去控制脈沖串的某參數(shù)，使其按m(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。脈沖調(diào)制分類：按基帶信號改變脈沖參量（幅度、寬度和位置）的不同，脈沖調(diào)制又分為脈幅調(diào)制(PAM)、脈寬調(diào)制(PDM)和脈位調(diào)制(PPM)。（圖示）雖然這三種信號在時間上都是離散的，但受調(diào)參量變化是連續(xù)的，因此也都屬于模擬信號。PAMPDMPPM信號波形PAM是脈沖載波的幅度隨消息信號m(t)變化的一種調(diào)制方式。實(shí)現(xiàn)方法：用寬度有限的窄脈沖序列作為抽樣信號對消息信號m(t)進(jìn)行取樣，所得到的幅度隨m(t)的變化而變化的脈沖串序列就是PAM波?！羗(t)S(t)ms(t)通常只要按取樣定理選取抽樣信號的周期Ts，保證1/Ts等于或大于m(t)上限頻率的2倍即可得到PAM波信號。2.2.3量化量化——利用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示模擬信號抽樣值的過程稱為量化。(即將抽樣信號的無窮個取值“近似”為有限個標(biāo)準(zhǔn)值，然后用有限位二進(jìn)制數(shù)表示)

時間連續(xù)的模擬信號經(jīng)抽樣后的樣值（PAM）序列，雖然在時間上離散，但在幅度上仍然是連續(xù)的，即抽樣值ms(t)可以取無窮多個可能值，因此仍屬模擬信號。將ms(t)的幅值域分成N個量化級(層).每層設(shè)一量化電平s量化過程：量化電平——如果用n位二進(jìn)制碼組來表示一個樣值的大小，那么,n位二進(jìn)制碼組只能同N=2n個電平樣值相對應(yīng)（而不能同無窮多個可能取值相對應(yīng)）。這就需要把取值無限的抽樣值劃分成有限的N個離散電平，此電平被稱為量化電平。量化間隔—若要將-u~+u之間的抽樣值用n位二進(jìn)制碼來表示，可在-u~+u之間均勻分成2n等分，每一等分稱為一個量化間隔（又稱為量化級或量化階距，簡稱量階），用“△”表示。量化值—每一量化間隔的中間值稱為該量化間隔的量化值（量化電平）。（1）均勻量化

如圖5所示，圖中所有量化間隔都是相同的，即每一量化間隔都是Δ，我們把這種每一量化級都相等的量化稱之為均勻量化，根據(jù)這種量化進(jìn)行的編碼稱為線性編碼。如輸入信號的最大值為H，最小值為L，量化電平數(shù)為N，則均勻量化間隔Δ的大小為：均勻量化

TS2TS3TS4TS

5TS

6TS7TS8TS信號的量化值信號實(shí)際值△—量化間隔H—信號最大值L—信號最小值N—量化電平數(shù)量化區(qū)間△信號的量化值量化誤差=實(shí)際值-量化值（△=常數(shù)）

PCM信號形成示意圖圖3.5量化波形及量化誤差圖5量化波形及量化誤差量化特性曲線圖6均勻量化特性曲線xqx量化器輸出和輸入之間的關(guān)系稱為量化特性。一個理想的線性系統(tǒng)其輸出—輸入特性是一條直線，量化器的輸出—輸入特性則是階梯形曲線。相鄰兩個階梯面之間的距離為階距。均勻量化器由于階距相等，其特性曲線呈等間距跳躍的形式，如圖。均勻量化特性曲線量化信噪比表示公式：這表明每增加一位編碼，量化信噪比大約可以提高6dB。均勻量化的量化信噪比與編碼位數(shù)有關(guān)，編碼位數(shù)越高，輸出信噪比就越高。均勻量化中量化噪聲對通信的影響通信中常用信噪比表示通信質(zhì)量。量化信噪比：指模擬輸入信號功率與量化噪聲功率之比【例】某信號f(t)的幅度變化范圍為在+0.5~8.5V，采樣10次，其值分別為f(t0)~f(t9)，如表1所示：信號f(t)在+0.5~8.5V的范圍內(nèi)連續(xù)變化，若將該變化范圍均勻分成8層，則量化間隔△u=1V，量化電平(取各量化區(qū)間中間值)為1，2，3，4，5，6，7，8。

f(t0),f(t1),···,f(t9)10個精確抽樣值，分別被量化為1V,1V,···,6V等10個量化值。表1均勻量化舉例采用相等的量化間隔對采樣得到的信號作量化;實(shí)際信號可看成量化輸出信號與量化誤差之和；量化失真在信號中的表現(xiàn)類似于噪聲，也有很寬的頻譜，被稱為量化噪聲，并用信噪比來衡量;量化信噪比：均勻量化特點(diǎn)：

均勻量化方式會造成大信號時的信噪比有余而小信號時的信噪比不足，且編碼位數(shù)多（語音信號需編11位碼），加大了編碼的復(fù)雜性，并對傳輸信道有更高的要求。31均勻量化器的應(yīng)用

均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。在語音信號數(shù)字化通信中，均勻量化則有一個明顯的不足：量化信噪比隨信號電平的減小而下降。產(chǎn)生這一現(xiàn)象的原因是均勻量化的量化間隔Δ為固定值，量化電平分布均勻，因而無論信號大小如何，量化噪聲功率固定不變，這樣，小信號時的量化信噪比就難以達(dá)到給定的要求。

（2）非均勻量化量化間隔不相等的量化稱為非均勻量化原理——量化級間隔隨信號幅度的大小自動調(diào)整。在不增大量化級數(shù)的條件下，非均勻量化能使信號在較寬動態(tài)范圍內(nèi)的信噪比達(dá)到要求；實(shí)現(xiàn)——采用壓縮、擴(kuò)張的方法，即在發(fā)送端對輸入信號先進(jìn)行壓縮，再均勻量化；在接收端則進(jìn)行相應(yīng)的擴(kuò)張?zhí)幚?；?biāo)準(zhǔn)化的非均勻量化特性——A律13折線壓縮特性（中國、歐洲采用）和μ律15折線壓縮特性（主要有日本、美國、加拿大采用）。34（a）非均勻量化的PCM系統(tǒng)原理示意圖思路：在均勻量化前，對信號進(jìn)行處理，對大信號進(jìn)行壓縮，對小信號進(jìn)行放大；擴(kuò)展特性與壓縮特性曲線相同，只是輸入輸出坐標(biāo)互換而已。（b）壓擴(kuò)特性示意圖擴(kuò)展特性與壓縮特性曲線相同，只是輸入輸出坐標(biāo)互換而已。（a）非均勻量化的PCM系統(tǒng)原理示意圖（b）壓擴(kuò)特性示意圖（b）（a）上圖中的f(x)曲線如右圖所示，它擴(kuò)張小信號，壓縮大信號。由右圖可知，對z信號進(jìn)行均勻量化，等效于對x信號進(jìn)行非均勻量化。針對語音信號，國際上有A律和μ律兩種壓縮特性。不論是A律還是μ律，其壓縮特性都具有對數(shù)特性，是關(guān)于原點(diǎn)呈中心對稱的曲線。A壓縮律的數(shù)學(xué)表達(dá)式：美、加、日本等使用μ律15折線(μ＝255)，中國、歐洲各國等使用A律13折線壓縮特性(A＝87.6)。ITU-T在G.711建議中規(guī)定國際間通信一律采用A律。μ壓縮律數(shù)學(xué)表達(dá)式：當(dāng)A=1時，無壓縮，對應(yīng)于均勻量化。A取值在100附近，A越大，小信號壓縮效果越好。當(dāng)u=0時，無壓縮，壓縮特性是一條通過原點(diǎn)的直線。u越大，小信號壓縮效果越好。對數(shù)壓縮特性μ律A律13折線A律壓擴(kuò)曲線的產(chǎn)生設(shè)在直角坐標(biāo)系中，X軸和Y軸分別表示輸入信號和輸出信號將X軸的區(qū)間[-1，1]不均勻地分成16大段（其中①②兩段長度相等）；將每一段再均勻地分成16等分，每一等分代表一個量化級；X軸的0~1的變化域分成了16×8=128個非均勻量化級，則X軸（-1，+1）共由256個非均勻量化級；Y軸（或-Y軸）的0~1的變化域被均勻地分成了8大段，每段再16等分，則Y軸共由8×16×2=256個均勻量化級；將相應(yīng)大段的坐標(biāo)交點(diǎn)連接起來，得到16折線段。由于正、負(fù)方向的①②段具有相同斜率，因此可連在一起作為一段，于是16折線從形狀上變成了13折線。實(shí)際中A＝87.6時，其13折線壓縮特性與A律壓縮特性相似。因此簡稱13折線A律特性或13折線特性。典型非均勻量化特性（A律13折線壓縮特性）將第Ι象限的y、x各分8段。Y軸均勻的分段點(diǎn)為1、7/8、6/8、5/8、4/8、3/8、2/8、1/8、0。X軸按2的冪次遞減的分段點(diǎn)為1、1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64、1/128、0。各段斜率：k1＝16、k2＝16、k3＝8、k4＝4、k5＝2、k6＝1、k7＝1/2、k8＝1/4。圖9A律13折線壓縮特性第①、②段斜率最大，說明對小信號放大能力最大，因此信噪比改善最多。

A律13折線壓縮特性對小信號信噪比的改善是靠犧牲大信號的量化信噪比換來的。根據(jù)以上分析，采用13折線壓縮特性進(jìn)行非均勻量化時，編7位碼（即n＝7）就可滿足輸出信噪比大于26dB的要求。量化信躁比的改善量非均勻量化后量化信噪比的公式可表示為：2.2.4編碼編碼：將抽樣、量化后的信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字編碼脈沖的過程。有多少個量化值就需要多少個代碼組。代碼組的選擇是任意的，只要滿足與樣值成一一對應(yīng)關(guān)系即可。即可以是二元碼組，也可是多元碼組。解碼：編碼的逆過程。將數(shù)字信號變?yōu)槟M信號（即把一個8位碼字恢復(fù)為一個樣值信號）的過程。量化與編碼的組合：稱為模/數(shù)(A/D）變換器。譯碼與低通濾波的組合：稱為數(shù)/模(D/A）變換器。碼字和碼型碼字——二進(jìn)制碼具有抗干擾能力強(qiáng)，易于產(chǎn)生等優(yōu)點(diǎn)，因此PCM中一般采用二進(jìn)制碼。對于N個量化電平，可以用n位二進(jìn)制碼來表示，其中的每一個碼組稱為一個碼字。碼型——代碼的編碼規(guī)律，其含義是把量化后的所有量化級，按其量化電平的大小次序排列起來，并列出各對應(yīng)的碼字，這種對應(yīng)關(guān)系的整體就稱為碼型。

在PCM中常用的二進(jìn)制碼型有三種：自然碼、折疊碼和格雷碼（循環(huán)碼，反射碼）。表3-2列出了用4位碼表示16個量化級時的這三種碼型。（其中16個量化級分成兩個部分；0-7的8個量化電平對應(yīng)于負(fù)極性的樣值脈沖，8-15的8個量化級對應(yīng)于正極性的樣值脈沖。）表2常用二進(jìn)制碼型

樣值脈沖極性格雷二進(jìn)制自然二進(jìn)碼折疊二進(jìn)碼量化級序號正極性部分10001001101110101110111111011100111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098負(fù)極性部分01000101011101100010001100010000011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210自然二進(jìn)碼：就是一般的十進(jìn)制正整數(shù)的二進(jìn)制表示，編碼簡單、易記，而且譯碼可以逐比特獨(dú)立進(jìn)行。若把自然二進(jìn)碼從低位到高位依次給以2倍的加權(quán)，就可變換為十進(jìn)數(shù)。如設(shè)二進(jìn)碼為

an-1,an-2,…,a1,a0

則D=an-12n-1+an-22n-2+…+a121+a020便是其對應(yīng)的十進(jìn)數(shù)（表示量化電平值）。這種“可加性”可簡化譯碼器的結(jié)構(gòu)。

折疊二進(jìn)碼：是一種符號幅度碼。

1）左邊第一位表示信號的極性，信號為正用“1”表示，信號為負(fù)用“0”表示；

2）第二位至最后一位表示信號的幅度。

由于正、負(fù)絕對值相同時，折疊碼的上半部分與下半部分相對零電平對稱折疊，故名折疊碼。其幅度碼從小到大按自然二進(jìn)碼規(guī)則編碼。格雷二進(jìn)碼：其特點(diǎn)是任何相鄰電平的碼組，只有一位碼位發(fā)生變化。譯碼時，若傳輸或判決有誤，量化電平的誤差小。另外，這種碼除極性碼外，當(dāng)正、負(fù)極性信號的絕對值相等時，其幅度碼相同，故又稱反射二進(jìn)碼。格雷二進(jìn)碼不是“可加的”，不能逐比特獨(dú)立進(jìn)行，需先轉(zhuǎn)換為自然二進(jìn)碼后再譯碼。因此，這種碼在采用編碼管進(jìn)行編碼時才用，在采用電路進(jìn)行編碼時，一般均用折疊二進(jìn)碼和自然二進(jìn)碼。編碼的基本形式：線性編碼——與均勻量化特性對應(yīng)的編碼

碼組中各碼位的權(quán)值固定，不隨輸入信號的幅度變化；非線性編碼——具有非均勻量化特性的編碼

碼組中各碼位的權(quán)值隨著輸入信號的幅度變化。

電平值線性碼00001001201030114100510161107111線性編碼(以編三位碼為例)線性編碼的實(shí)現(xiàn)方法有很多種，如級聯(lián)逐次比較型編碼級聯(lián)型編碼逐次反饋型編碼級聯(lián)反饋混合型編碼脈沖循環(huán)編碼脈沖計數(shù)型編碼等

模擬信號變換為數(shù)字信號的過程有N=7個量化級可用3位二進(jìn)制“0”和“1”的不同組合來表示

PCM單路抽樣、量化、編碼波形圖012345675（1）碼位的選擇與安排在PCM通信系統(tǒng)中一般采用二碼元；在二碼元中，若有n個比特，可供組成2n個不同的碼字，可表示2n

個不同的抽樣值。編碼后的一個碼組需要幾位二進(jìn)制碼，與量化級數(shù)有關(guān)。PCM系統(tǒng)通常采用A率13折線編碼(8位二進(jìn)制）A率13折線碼位安排設(shè)B1B2B3B4B5B6B7B8為8位碼的8個比特，則有：

B1B2B3B4B5B6B7B8

極性碼段落碼段內(nèi)碼

（幅度碼或電平碼）B1—極性碼，“1”表示正極性，“0”表示負(fù)極性B2B3B4—段落碼，表示各段不同的起點(diǎn)電平，特點(diǎn):每段長度不同，①,②段=1/128，⑧段=1/2；每段起點(diǎn)電平不同，①段為0，②段為16，第⑧段為1024。B5B6B7B8—段內(nèi)碼，表示樣值信號的大小位于哪一個大段范圍內(nèi)①和②段16等分后，每一個量化單位為1/128÷16=1/2048，⑧段量化單位為1/2÷16=1/32以1/2048作為一個最小量化階△，則各段落長度及段內(nèi)量化階如表3所示。表3各段落長度及段內(nèi)量化階提示：2048=211

即A律非均勻8位碼位數(shù)編碼的最小間隔相當(dāng)于均勻編碼11位碼位數(shù)的量化間隔。表4段落電平關(guān)系表段落碼與各段的關(guān)系111110101100011010001000【例題】設(shè)碼組的8位碼為11010101。問該8位碼所代表的信號抽樣量化值是多少？解：已知碼組的8位碼為11010101，則:極性碼B1=1，說明樣值為正極性段落碼B2B3B4=101，說明樣值在第6段，段落起始電平為256△段內(nèi)碼B5B6B7B8=0101，段內(nèi)電平為

64△+16△=80△該8位碼所代表的信號抽樣量化值為:

256△+80△=336△（2）A律13折線編碼原理及過程圖3.10逐次反饋型編碼原理框圖2.2.5PCM解碼

（1）再生

再生：PCM信號在傳輸過程中會出現(xiàn)衰減和失真，當(dāng)幅度衰減到一定程度后，碼元變得很難識別，因此在長距離傳輸時必須在一定的距離內(nèi)對PCM信號波形進(jìn)行再生。圖3.11再生中繼器原理框圖均衡放大：對接收到的已失真的PCM信號進(jìn)行整形和放大，在一定程度上補(bǔ)償了幅度和相位失真。定時電路：定時電路從均衡輸出中提取一個周期脈沖序列，以便在均衡放大的輸出信噪比為最大時刻時對已均衡的信號進(jìn)行取樣判決。再生中繼器由均衡放大、定時電路和識別（判決）再生電路構(gòu)成。識別（判決）再生：有一個門限參考電平，在取樣時刻當(dāng)均衡器輸出信號幅度大于門限電平時就判為“1”，于是產(chǎn)生一個新的不失真的脈沖，送入信道。64均衡器

均衡器的作用是對已畸變(失真)和有碼間干擾的電信號進(jìn)行均衡補(bǔ)償，減小誤碼率。未經(jīng)均衡出現(xiàn)的脈沖拖尾現(xiàn)象拖尾現(xiàn)象單個脈沖均衡前后波形的比較經(jīng)過均衡后，在本碼判決時刻，其瞬時值應(yīng)為最大值；而本碼波形的拖尾在鄰碼判決時刻的瞬時值應(yīng)為零。眼圖照片編碼位數(shù)每增加一位，量化信噪比增加6dB將輸入信號x的變化范圍[-a,a]等分為N個量化級，其量化間隔是相等的。量化間隔△v=2a/N

量化誤差：當(dāng)量化電平分別取各層的中間值時，量化過程所形成的量化誤差不超過±△v/2。信號的相對量化誤差為：量化誤差ek=樣本值－量化電平值，ek在內(nèi)均勻分布；其均值為零；方差為量化噪聲和量化信噪比量化噪聲功率為，可見量化級數(shù)越多，量化噪聲就越小信號功率為，則量化信噪比為以dB表示為均勻量化均勻量化的缺點(diǎn)均勻量化在大信號時的相對量化誤差小，而在小信號時的相對量化誤差很大。均勻量化由于量化間隔相等，故量化噪聲功率固定，從而使信號功率小的量化信噪比低；信號功率大的量化信噪比高。而小信號出現(xiàn)的概率較大，因此均勻量化的信噪比低如何改善均勻量化的信噪比，可采用兩種方法增加量化電平級數(shù)（即增加編碼位數(shù)），這種方法不經(jīng)濟(jì)。因?yàn)樵黾泳幋a位數(shù)可以提高量化信噪比，但傳輸帶寬也增加了采用非均勻量化編碼

編碼就是把量化后的幅值分別用代碼來表示。代碼的種類很多，采用二進(jìn)制代碼在通信技術(shù)中較常見。實(shí)際應(yīng)用中，通常用8位二進(jìn)制代碼表示一個量化樣值。PCM信號的組成形式如下圖所示。

PCM信號的組成形式

極性碼：由高1位表示，用以確定樣值的極性。幅度碼：由2～8位共7位碼表示(代表128個量化級)，用以確定樣值的大小。段落碼：由高2～4位表示，用以確定樣值的幅度范圍。段內(nèi)碼：由低5～8位表示，用以確定樣值的精確幅度。段落碼是指將13折線分為16個不等的段(非均勻量化)，其中，正、負(fù)極各8段，量化級為8，由3位二進(jìn)制碼表示。

段內(nèi)碼是指將上述16個段的每段再平均分為16段(均勻量化)，量化級為16，由4位二進(jìn)制碼表示。經(jīng)過編碼后的信號即為PCM信號。

PCM信號在信道中是以每路一個抽樣值為單位傳輸?shù)?，因此單路PCM信號的傳輸速率為8×8000=64kb/s。我們將速率為64kb/s的PCM信號稱為基帶信號。

PCM常用碼型有單極性不歸零(NRZ)碼、雙極性歸零(AMI)碼、三階高密度雙極性(HDB3)碼等。

1)單極性不歸零碼單極性不歸零(NRZ)碼如下圖所示。

NRZ碼具有如下特點(diǎn)：

(1)信號“1”表示有脈沖，信號“0”表示無脈沖。

(2)信號中有直流分量(即平均分量)，直流信號衰耗大，不利于遠(yuǎn)距離傳輸。

(3)占用頻帶寬。因此，NRZ碼一般不用于長途線路，主要用于局內(nèi)通信。

2)雙極性歸零碼雙極性歸零(AMI)碼如下圖所示。

圖2-7AMI碼

AMI碼具有如下特點(diǎn)：

(1)“1”的極性交替變換，因此不存在直流分量。

(2)與NRZ碼相比，碼的寬度壓縮了一半，可有效利用信道。在圖2-6所示的一組信碼中，有多個連續(xù)“0”出現(xiàn)，這樣會使中繼器長時間收不到信號而誤認(rèn)為是空號，進(jìn)而影響定時提取時鐘頻率的工作。3)三階高密度雙極性碼HDB3碼如下圖所示。HDB3碼

HDB3碼具有如下特點(diǎn)：一組信碼中，連“0”數(shù)限制在三個以下，當(dāng)出現(xiàn)第四個連“0”時，就自動加入一個“1”取代第四個“0”，從而解決了過多連續(xù)“0”的出現(xiàn)。被加入的這個“1”是人為加入的，稱為破壞點(diǎn)。為了使接收端能夠識別并去除破壞點(diǎn)，破壞點(diǎn)“1”應(yīng)與AMI碼的極性交替規(guī)律相違背。

HDB3碼適合遠(yuǎn)距離傳輸，常用于長途線路通信。

解碼和重建在PCM通信的接收端，需要把數(shù)字信號恢復(fù)為模擬信號，這要經(jīng)過解碼和重建兩個處理過程。

1)解碼解碼就是把接收到的PCM代碼轉(zhuǎn)變成與發(fā)送端一樣的PAM信號，如下圖所示。

解碼示意圖

2)重建在PAM信號中包含原話音信號的頻譜，因此可將PAM信號通過低通濾波器分離出所需要的話音信號，這一過程即為重建。

PCM信號在傳輸中，為了減少由長途線路帶來的噪聲和失真積累，通常在達(dá)到一定傳輸距離處設(shè)置一個再生中繼器。再生中繼器用來完成輸入信碼的整形、放大等工作，以使信號恢復(fù)到良好狀態(tài)。

多路復(fù)用技術(shù)

多路復(fù)用的概念

1.頻分復(fù)用頻分復(fù)用(FDM)是指把傳輸信道的總帶寬劃分成若干個子頻段，如圖2-10所示的信道1、信道2、……、信道n。每個子頻段可作為一個獨(dú)立的傳輸信道使用，每對用戶所占用的僅僅是其中的一個子頻段。

圖2-10頻分制示意圖

2.時分復(fù)用時分制是將信道的傳輸時間劃分成若干個時隙，每個被傳輸?shù)男盘柂?dú)立占用其中的一個時隙，各路信號輪流在自己的時隙內(nèi)完成傳輸，如下圖所示的信道1、信道2、……、信道n。由此可見，頻分制是按頻率劃分信道的，而時分制是按時間劃分信道的；頻分制同一時間傳送多路信息，而時分制同一時間只傳送1路信息；頻分制的多路信息是并行傳輸?shù)?，而時分制的多路信息是串行傳輸?shù)?；?shí)際應(yīng)用中頻分制多用于模擬通信，而時分制多用于數(shù)字通信。目前，程控數(shù)字交換機(jī)采用的多路復(fù)用技術(shù)為時分復(fù)用(TDM)。

時分制示意圖

R1=n

×64(kb/s)PCM信號的時分復(fù)用為了提高信道的利用率，常對基帶PCM信號進(jìn)行時分復(fù)用的多路調(diào)制，如下圖2-12所示。比較圖2-12(b)～圖2-12(e)我們發(fā)現(xiàn)，在125

s抽樣周期內(nèi)，PAM信道每傳送一個抽樣值，對應(yīng)基帶PCM傳送8bit，而TDMPCM則可傳輸n×8bit。因此，TDMPCM信號的碼元速率為

PCM信號的時分復(fù)用(a)原始模擬語言信號；(b)抽樣后形成的PAM信號；(c)基帶PCM編碼信號；(d)多路基帶PCM信號調(diào)制后形成的TDMPCM信號；(e)第2路基帶PCM信號

時分多路復(fù)用是利用一個高速開關(guān)電路(抽樣器)來實(shí)現(xiàn)的。高速開關(guān)電路使各路信號在時間上按一定順序輪流接通，以保證任一瞬間最多只有一路信號接在公共信道上。具體地說，就是利用時鐘脈沖把信道按時間分成均勻的間隔，每一路信號的傳輸被分配在不同的時間間隔內(nèi)進(jìn)行，以達(dá)到互相分開的目的，如下圖所示。

時間分割信道原理

所以就PCM時分制而言，就是把抽樣周期125

s分割成多個時間小段，以供各個話路占用。若有n條話路，則每路占用的時間小段為125/n。顯然，路數(shù)越多，時間小段將越小。我們知道，每路信號經(jīng)PCM調(diào)制后，都是以8bit抽樣值為一個信號單元傳送的，因此，每個8bit所占據(jù)的時間稱為1個“時隙”(TS，TimeSlot)，n個時隙就構(gòu)成了一個幀。因此，一路基帶PCM在TDMPCM中周期地每幀占有1個時隙，如下圖所示。

幀與時隙的關(guān)系圖

PCM幀結(jié)構(gòu)目前國際上有兩種PCM體制：一種是由貝爾(BELL)公司提出，主要在北美各國和日本采用的24路PCM(n=24)；另一種是歐洲郵電管理協(xié)會(CEPT)提出，主要在歐洲各國和中國等國家采用的30/32路PCM(n=32)。這兩種體制均已被CCITT采納為正式標(biāo)準(zhǔn)。兩種PCM體制的比較如下表所示。

BELL24路、CEPT30/32路PCM體制的比較

1.30/32路一次群幀結(jié)構(gòu)

30/32路一次群幀結(jié)構(gòu)如圖2-15所示。在圖2-15所示的30/32路一次群幀結(jié)構(gòu)中，1幀由32個時隙組成，編號為TS0～TS31。第1～15話路的消息碼組依次在TS1～TS15中傳送，而第16～30話路的消息依次在TS17～TS31傳送。16個幀構(gòu)成1復(fù)幀，由F0～F15組成。

TS0用來做“幀同步”工作，而TS16則用來做“復(fù)幀同步”工作或傳送各話路的標(biāo)志信號碼(信令碼)。

“幀同步”和“復(fù)幀同步”的工作意義是控制收、發(fā)兩端數(shù)字設(shè)備同步地工作。對于偶數(shù)幀(F0，F(xiàn)2，F(xiàn)4，…)，TS0被固定地設(shè)置為10011011，第1位碼沒有利用，暫定為“1”，后7位碼“0011011”為幀同步字。幀同步字在偶數(shù)幀到來時，由發(fā)送端數(shù)字設(shè)備向接收端數(shù)字設(shè)備傳送。

圖2-1530/32路一次群幀結(jié)構(gòu)

對于奇數(shù)幀(F1，F(xiàn)3，F(xiàn)5，…)，TS0的第3位碼為幀失步告警碼。在消息傳送過程中，當(dāng)接收端的幀同步檢測電路在預(yù)定時刻檢測到輸入序列中與同步字(0011011)相匹配的信號段時，便認(rèn)為捕捉到了幀同步字，說明接收信號正常，此時由奇數(shù)幀TS0向發(fā)送端數(shù)字設(shè)備傳送的第3位碼為“0”；如果接收端幀同步檢測電路不能在預(yù)定時刻收到同步字(0011011)，就認(rèn)為系統(tǒng)失步，由奇數(shù)幀TS0向發(fā)送端數(shù)字設(shè)備傳送的第3位碼為“1”。通知對端局，本端接收信號已失步，需處理故障。

為可靠起見，實(shí)際工作中，接收端的幀同步檢測電路需連續(xù)多次在所期望的時刻(即每250

s)收到同步字，才可確認(rèn)系統(tǒng)進(jìn)入了同步狀態(tài)。這樣做的目的是避免把消息中與同步字相同的序列段誤認(rèn)為同步字。奇數(shù)幀TS0的第1位碼同樣沒有利用，暫定為“1”。第2位碼為監(jiān)視碼，固定為“1”，用于區(qū)分奇數(shù)幀和偶數(shù)幀，以便接收端把偶數(shù)幀與奇數(shù)幀區(qū)別開來(偶數(shù)幀TS0的第