北京郵電大學微波實驗報告

41/41信息與通信工程學院微波仿真試驗報告班 級：姓 名：學 號：序 號： 日 期： 2013年6月9日目錄試驗二分支線匹配器3一,試驗目的3二,試驗原理3三,試驗內容3四,試驗步驟3單枝節(jié)匹配器3雙枝節(jié)匹配器9五,試驗結果分析14六,試驗中遇到的問題和解決方法14試驗三四分之一波長阻抗變換器15一,試驗目的15二,試驗原理15三,試驗內容17四,試驗步驟18五,試驗結果分析29六,試驗中遇到的問題及解決方法31試驗六功率安排器32一,試驗目的32二,試驗原理32三,試驗內容33四,試驗步驟34五,試驗結果分析41六,試驗中遇到的問題和解決方法41試驗心得與體會43試驗二分支線匹配器一,試驗目的1．駕馭支節(jié)匹配器的工作原理。2．駕馭微帶線的基本概念和元件模型。3．駕馭微帶分支線匹配器的設計與仿真。二,試驗原理支節(jié)匹配器是在主傳輸線上并聯(lián)適當?shù)碾娂{（或者串聯(lián)適當?shù)碾娍梗?，用附加的反射來抵消主傳輸線上原來的反射波，以達到匹配的目的。單支節(jié)匹配器，調諧時主要有兩個可調參量：距離d和由并聯(lián)開路或短路短截線供應的電納。匹配的基本思想是選擇d，使其在距離負載d處向主線看去的導納Y是Y0+jB形式。然后，此短截線的電納選擇為-jB，依據(jù)該電納值確定分支短截線的長度，這樣就達到匹配條件。雙支節(jié)匹配器，通過增加一個支節(jié)，改進了單支節(jié)匹配器須要調整支節(jié)位置的不足，只需調整兩個分支線長度，就能夠達到匹配（但是雙支節(jié)匹配不是對隨意負載阻抗都能匹配的，即存在一個不能得到匹配的禁區(qū)）。三,試驗內容已知：輸入阻抗=75Ω負載阻抗=（64+j35）Ω特性阻抗=75Ω介質基片=2.55，H=1mm，導體厚度T遠小于介質基片厚度H。假定負載在2GHz時實現(xiàn)匹配，利用圖解法設計微帶線單支節(jié)和雙支節(jié)匹配網(wǎng)絡，假設雙支節(jié)網(wǎng)絡分支線與負載的距離，兩分支線之間的距離為。畫出幾種可能的電路圖并且比較輸入端反射系數(shù)幅值從1.8GHz至2.2GHz的變化。四,試驗步驟單枝節(jié)匹配器1．建立新項目，確定項目中心頻率為2GHz。依據(jù)試驗內容中的要求計算出各參量，寫入OUTPUTEQUATION。如下圖所示。其中參數(shù)說明如下：zl：負載阻抗z0：特征阻抗z1：歸一化負載阻抗T1：負載處的反射系數(shù)（在圓圖上即為負載阻抗）zin：輸入阻抗zin1：歸一化輸入阻抗Tin：輸入阻抗對應的反射系數(shù)（在圓圖上即為輸入阻抗）Rj：大圓Rp：1+jx圓R：負載阻抗處等反射系數(shù)圓2．將歸一化輸入阻抗和負載阻抗所在位置分別標在Y-Smith導納圓圖上。如上圖所示，Tin為歸一化輸入阻抗（圓心匹配點），T1為負載阻抗（圖中最上方的點）。3．設計單枝節(jié)匹配網(wǎng)絡，在圖上確定分支線與負載的距離d以及分支線的長度l所對應的電長度，依據(jù)d和l的電長度,介質基片的,H,特性阻抗,頻率用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。此處應當留意電長度和實際長度的聯(lián)系（360對應二分之一波長）。如圖，先從負載阻抗處沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉至1+jx圓上。轉過的電長度：[93.31-（-104.8）]/360*0.5=0.275d/=0.275然后由1+jx圓上沿電導圓旋轉至阻抗匹配點，這時應讀出電納的變化值，如下圖所示：可見電納變化為0.528041。找出圓圖上b=-0.528041的點，由圓圖上的最左點（短路點）沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉至該點，讀出旋轉的角度。如圖，轉過的電長度：（180-55.7）/360*0.5=0.173l/=0.173依據(jù)轉過的角度和介質基片的,H,特性阻抗,頻率用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。如圖所示：4．畫出原理圖，在用微帶線畫出基本的原理圖時，留意還要把襯底添加到圖中，將各部分的參數(shù)填入。留意微帶分支線處的不勻稱性所引起的影響，選擇適當?shù)哪Ｐ汀?．負載阻抗選擇電阻和電感串聯(lián)的形式，連接各端口，完成原理圖，并且將項目的頻率改為1.8—2.2GHz。原理圖如下圖所示：其中，MLSC代表單短截線，MLIN中ID=TL2者代表單短截線距負載的距離。6．添加矩形圖，添加測量，點擊分析，測量輸入端的反射系數(shù)幅值。調諧之前測量結果如下圖所示：7．調諧分支線的長度l以及與負載的距離d。只調整長度，范圍為，調諧后使輸入端口的反射系數(shù)幅值在中心頻率2GHz處最低。調諧之后的原理圖和測量結果如下圖所示：雙枝節(jié)匹配器1．建立新項目，確定項目中心頻率為2GHz。依據(jù)試驗內容中的要求計算出各參量，寫入OUTPUTEQUATION。如下圖所示。其中參數(shù)說明如下：參數(shù)說明：zl：負載阻抗z0：特征阻抗z1：歸一化負載阻抗T1：負載處的反射系數(shù)（在圓圖上即為負載阻抗）Tl：負載阻抗沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉電長度后得到的阻抗zin：輸入阻抗zin1：歸一化輸入阻抗Tin：輸入阻抗對應的反射系數(shù)（在圓圖上即為輸入阻抗）Rj：大圓Rp：1+jx圓R：負載阻抗處等反射系數(shù)圓Rf：旋轉/8后的協(xié)助圓Rd：過負載阻抗的電阻圓2．將歸一化輸入阻抗和負載阻抗所在位置分別標在Y-Smith導納圓圖上。如下圖所示，歸一化負載阻抗為T1，將其沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉電長度后得到的阻抗為Tl。歸一化輸入阻抗等于0，位于圓圖中心匹配點。3．設計雙枝節(jié)匹配網(wǎng)絡，在圖上確定分支線的長度,所對應的電長度，用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。如圖，先從Tl處（此Tl已是歸一化負載阻抗T1沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉電長度后得到的阻抗）沿等電導圓旋轉至由1+jx圓逆時針旋轉/8后得到的協(xié)助圓上。電導的變化值：Y1=1.98747-0.463125=1.524再將協(xié)助圓以及圓上的該點順時針旋轉/8，回到1+jx圓上。再從該點（圖中最上方點）沿電導圓旋轉到圓心阻抗匹配點。電導的變化值：Y2=0-(-2.17245)=2.17245將Y1和Y2對應的電導圓與大圓的交點在圓圖上標出。從開路點沿等反射系數(shù)圓順時針旋轉至此二點，如下圖所示，從圖中可看出轉過的角度分別為：113.4,130.6。依據(jù)轉過的角度和介質基片的,H,特性阻抗,頻率用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。如圖所示：4．畫出原理圖，在用微帶線畫出基本的原理圖時，留意還要把襯底添加到圖中，將各部分的參數(shù)填入。留意微帶分支線處的不勻稱性所引起的影響，選擇適當?shù)哪Ｐ汀?．負載阻抗選擇電阻和電感串聯(lián)的形式，連接各端口，完成原理圖，并且將項目的頻率改為1.8—2.2GHz。原理圖如下圖所示：其中，MLEF代表開路線，MLIN中ID=TL2者代表單短截線距負載的距離。雙支節(jié)網(wǎng)絡分支線與負載的距離，兩分支線之間的距離為。6．添加矩形圖，添加測量，點擊分析，測量輸入端的反射系數(shù)幅值。調諧之前測量結果如下圖所示：7．調諧分支線的長度,。只調整長度，范圍為，調諧后使輸入端口的反射系數(shù)幅值在中心頻率2GHz處最低。調諧之后的原理圖和測量結果如下圖所示：五,試驗結果分析從試驗中可以看出，調諧是電路設計的一個重要步驟。在調諧之前，由于在Smith圓圖上標點時可能存在肯定誤差等緣由，中心頻率可能會有所偏移，雙枝節(jié)匹配時偏移比較明顯。調諧的緣由在于：理論和實際可能存在差距。在調諧過后，中心頻率達到志向值，在實際中會有比較好的性能。六,試驗中遇到的問題和解決方法1,這個試驗包括單枝節(jié)和雙枝節(jié)匹配兩部分，設計方法和我們在做微波習題時所用方法相像。但是用的是導納圓圖。由于對期中以前的知識遺忘較多，而且原來對導納圓圖和阻抗原圖之間的關系等等不熟識，剛開始時花費了許多時間研讀試驗教材,回想以前做題的步驟。而且由于疏忽，誤以為圓圖最左方點為開路點，第一次得出的圖不正確。后來改正了錯誤（將開路線改為了短截線），得到了正確的結果。2,對于如何在圓圖上畫出負載阻抗點,輸入阻抗點，開始時我直接畫Rl,Rin，后來在老師的指導下明白了，史密斯圓圖上的坐標是反射系數(shù)，要標阻抗點須要將其先轉化成對應的反射系數(shù)。這樣才正確地畫出了各點。關于如何畫反射系數(shù)圓,電阻圓等，也花了許多時間思索。不過正是在這個過程中，我們漸漸熟識了MicrowaveOffice的運用及微波電路設計方法。試驗三四分之一波長阻抗變換器一,試驗目的1．駕馭單節(jié)和多節(jié)四分之一波長變阻器的工作原理。2．了解單節(jié)和多節(jié)變阻器工作帶寬與反射系數(shù)的關系。3．駕馭單節(jié)和多節(jié)四分之一波長變阻器的設計與仿真。二,試驗原理1,單節(jié)四分之一波長阻抗變換器四分之一波長阻抗變換器是一種阻抗變換元件，它可用于負載阻抗或信號源內阻與傳輸線的匹配，以保證最大功率的傳輸；此外，在微帶電路中，將兩不同特性阻抗的微帶線連接在一起時為了避開線間反射，也應在兩者之間加四分之一波長變阻器。（1）負載阻抗為純電阻假設主傳輸線特性阻抗為，但是,則可以在與主傳輸線之間接入一段特性阻抗為的四分之一波長的傳輸線，使得該線段輸入?yún)⒖济娴妮斎胱杩古c主傳輸線的特性阻抗相等。這樣就實現(xiàn)了匹配。依據(jù)傳輸線理論得：。由于無耗傳輸線的特性阻抗,均為實數(shù)，所以四分之一波長變換器一般用來匹配電阻性負載。明顯，線段只能對頻率得到志向匹配。當頻率變化時，匹配將被破壞，主傳輸線上的反射系數(shù)將增大。當時，主傳輸線在隨意頻率下反射系數(shù)的模為：（*）定義下列公式為變阻器的中心頻率和相對帶寬：式中，和分別為頻帶的上下邊界，為中心頻率，為相對帶寬。假設為可容許的最大反射系數(shù)幅值，當時，，代入式*中得：（**）由于*式中的響應在中心頻率處是對稱的，變阻器的相對帶寬近似變?yōu)椋涸賹⑹?*代入上式得：另外對應于頻率（對應）的相位為：，因此也可表示為：=（2）負載阻抗為復數(shù)我們知道實現(xiàn)匹配之前線上會存在駐波。在電壓波腹和波節(jié)位置的輸入阻抗為純電阻，他們分別是，，其中為駐波比。這時可以把電壓波節(jié)處的輸入阻抗作為等效負載阻抗，即：而將變換器接在電壓波節(jié)位置（離負載處），也可把電壓波腹的輸入阻抗作為等效負載阻抗，求得而將變換器接在電壓波腹處（離負載處）。2,多節(jié)四分之一波長阻抗變換器單節(jié)四分之一波長變阻器是一種簡單而有用的電路，其缺點是頻帶太窄。為了獲得較寬的頻帶，可以采納雙節(jié)或多節(jié)阻抗變換器。如下圖所示，圖中顯示了N節(jié)阻抗變換器，為各節(jié)的特性阻抗，為負載阻抗，并假設，每節(jié)點長度均為，l為在中心頻率處四分之一波長。設計多節(jié)四分之一波長變阻器時，通常采納二項式（最平坦）相應和切比雪夫（等水紋）響應。兩種設計方法都有各自的優(yōu)缺點，二項式阻抗變換器具有最平坦的通帶特性，而工作帶寬較切比雪夫變換器窄；與二項式阻抗變換器相比，切比雪夫阻抗變換器是以通帶內的水紋為代價而得到最佳帶寬的。（1）二項式多節(jié)阻抗變換器二項式多節(jié)阻抗變換器的近似設計公式：式中，下面探討二項式變阻器的帶寬：（2）切比雪夫多節(jié)阻抗變換器切比雪夫阻抗變換器的設計方法是：使它的反射系數(shù)的模隨按切比雪夫多項式變化。附錄6中給出了切比雪夫阻抗變換器的設計表格，其中R為阻抗比，，n為節(jié)數(shù)。留意表中給出的是駐波比，帶內最大駐波比與反射系數(shù)的模的關系為：。當阻抗比和相對帶寬肯定時，節(jié)數(shù)越多，帶內最大的駐波比越小；同理當阻抗比R和帶內最大的駐波比肯定時，變阻器的帶寬越寬，所需節(jié)數(shù)越多。三,試驗內容（1）已知：負載阻抗為純電阻=150，中心頻率=3，主傳輸線特性阻抗=50，介質基片=4.6，厚度H=1mm，最大反射系數(shù)模不應超過0.1，設計1,2,3節(jié)二項式變阻器以及3節(jié)切比雪夫阻抗變換器，在給定的反射系數(shù)條件下比較它們的工作帶寬，要求用微帶線形式實現(xiàn)。（2）已知負載阻抗為復數(shù)：=（85-j45），中心頻率=3，主傳輸線特性阻抗=50，在電壓駐波波腹或波節(jié)處利用單節(jié)四分之一波長阻抗變換器，設計微帶線變阻器，微帶線介質參數(shù)同上。四,試驗步驟（1）對于純電阻負載，依據(jù)已知條件，確定單節(jié)和多節(jié)傳輸線的特性阻抗及相對帶寬。特性阻抗：單節(jié)：二節(jié)： 解得：三節(jié)： 解得：相對帶寬：單節(jié)：二節(jié)：三節(jié)：（2）依據(jù)各節(jié)傳輸線的特性阻抗，利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度。每段變阻器的長度為四分之一波長（在中心頻率），即，為對應頻率處微帶線的等效波長。計算結果如下：一節(jié)：Z0=50Z1=86.61ZLW5013.251.89986.6113.830.627915014.310.1029二節(jié)：Z0=50Z1=65.8Z2=113.96Z3=150ZLW5013.251.89965.813.551.153113.9614.10.28715014.310.1029三節(jié)：Z0=50Z1=57.36Z2=86.60Z3=130.75Z4=150ZLW5013.2541.896857.3613.41.494686.6013.830.628130.75150（3）對于復數(shù)負載，依據(jù)負載阻抗,特性阻抗，計算歸一化負載阻抗和反射系數(shù)，將負載反射系數(shù)標在Smith圓圖上，從負載點沿等駐波系數(shù)圓向源方向旋轉，與Smith圓圖左半實軸交點，即電壓駐波波節(jié)處，旋轉過的電長度為，計算變換器的特性阻抗；向源方向旋轉與Smith圓圖右半實軸交點，即電壓駐波波節(jié)處，旋轉過的電長度為，計算變換器的特性阻抗。在OUTPUTEQUATION中輸入以下公式：其中TL為負載反射系數(shù)，T為過此點的等反射系數(shù)圓。標在圓圖上如下圖所示。分別從負載處沿等反射系數(shù)圓旋轉到電壓波節(jié)和波腹點，即圓圖最左和最右方的兩個點。轉過的電長度和對應的角度分別為：180-33.69=146.31,360-33.69=326.31。然后可以從下圖中讀出二者的歸一化阻抗值（即實軸上兩點的歸一化阻抗），即我們現(xiàn)在要匹配的負載：反歸一化得：=0.427*50=21.35=2.3368*50=116.84。利用R和，代入單節(jié)四分之一波長變換器的公式中，可得：（4）依據(jù)傳輸線的特性阻抗，利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度，以及對應電長度為,的微帶線長度。如上圖所示，對于四分之一波長變換器，將算出的特性阻抗,和90度的電長度輸入TXLINE中進行計算。對于電長度為,的微帶線，將電長度,和50的特性阻抗輸入TXLINE中進行計算。計算結果如下：電壓駐波波節(jié)處的一組解：ZdegWL509032.67905073.155電壓駐波波腹點處的一組解：ZdegWL509076.439050163.155(第一行為第一節(jié)微帶線，只是為了供應與的接口；第二行為四分之一波長變換器，其電長度為90度，特性阻抗是依據(jù)公式計算所得；第三行為第三節(jié)微帶線，目的是將復數(shù)負載轉化為實數(shù)負載，因此電長度為在Smith圓圖上轉過的電長度，特性阻抗與傳輸線的特性阻抗相同。)（5）在MicrowaveOffice下完成單節(jié)變阻器,二項式多節(jié)變阻器原理圖，要考慮微帶線的不勻稱性，選擇適當?shù)哪Ｐ?，如微帶線阻抗跳變點處。如圖所示，分別為單節(jié),二項式二節(jié),二項式三節(jié)變阻器,復數(shù)負載時的單節(jié)變阻器原理圖：單節(jié)：二節(jié)二項式：三節(jié)二項式：單節(jié)復數(shù)負載：（6）在Proj下添加圖，測量反射系數(shù)。分別測量結果如下（調諧前）：單節(jié)：二項式二節(jié)：二項式三節(jié)：單節(jié)復數(shù)負載：（7）調諧各微帶線的長度。只調整長度，范圍為，調諧后使輸入端口的反射系數(shù)幅值在中心頻率3GHz處最低。調諧之后的原理圖和測量結果如下圖所示：單節(jié)：二節(jié)二項式：三節(jié)二項式：復數(shù)負載：dB圖：幅度圖：（8）對于純電阻負載，上述指標不變，采納3節(jié)切比雪夫阻抗變換器重新設計上述阻抗變換器，利用求出帶內容許的最大駐波比，查閱附錄6，確定其相對帶寬和特性阻抗。計算得阻抗比=3，==1.22。查帶內駐波比和R與的關系表，得相對帶寬為1。又依據(jù)與R查各節(jié)歸一化特性阻抗表，得，，=2.400。反歸一化得：，，。據(jù)傳輸線的特性阻抗，利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度。得到的結果如下：ZWL5062.49486.6120150畫出原理圖如下：其中中間三段分別為,,。測量得反射系數(shù)隨頻率的變化如下：調諧各微帶線的長度。只調整長度，范圍為，調諧后使輸入端口的反射系數(shù)幅值在中心頻率3GHz處最低。調諧之后的原理圖和測量結果如下圖所示：五,試驗結果分析在做完整個試驗后，將原理圖移到同一個工程中，并仿真，以便進行對比。所得結果如下圖所示：原理圖：測量結果（幅度圖）：由圖中可見，隨著變阻器節(jié)數(shù)的增加，處帶寬漸漸增加，與理論計算結果基本相同。比較二項式變阻器與切比雪夫阻抗變換器的通帶特性可發(fā)覺，二項式阻抗變換器具有最平坦的通帶特性，而工作帶寬較切比雪夫變換器窄；與二項式阻抗變換器相比，切比雪夫阻抗變換器是以通帶內的水紋為代價而得到最佳帶寬的，因此帶內平坦度不如二項式變阻器。測量結果dB圖如下：六,試驗中遇到的問題及解決方法1,這個試驗包括的內容較多，做起來也有一點難度。例如負載為復數(shù)時的二項式變阻器，須要先將復數(shù)負載利用一段傳輸線轉化為實數(shù)負載，剛開始時我就沒有太明白。后來細致看書,與同學探討后才理解了原理，在此基礎上很快做出來了。2,第一次做時我分別建了多個工程，實現(xiàn)單節(jié),二三節(jié)二項式,三節(jié)切比雪夫變阻器。后來發(fā)覺這樣做不利于比較變阻器的帶寬以及平坦特性等，因此將它們都挪到了一個原理圖中，測量結果畫在同一張圖里。這樣能夠比較清晰地對結果進行分析比較。試驗六功率安排器一,試驗目的1．駕馭功率安排器的工作原理和分析方法。2．駕馭微帶線功率安排器的設計與仿真。二,試驗原理功分器是一種功率安排元件，它是將輸入功率分成相等或不相等的幾路功率，當然也可以將幾路功率合成，而成為功率合成元件。在電路中常用到微帶功分器。圖中為兩路微帶線功分器。對功分器的要求是：兩端口的功率按肯定比例安排，并且兩端口之間相互隔離。當兩個輸出端口接匹配負載時，輸入端口無反射。功分器的技術指標為：功分比,插入損耗和隔離度。如圖所示，當1端口輸入功率時，2端口和3端口的輸出功率分別為和，假如功分比為，則（或）；當1端口接匹配負載時，2端口到3端口（或3端口到2端口）的傳輸系數(shù)表示功分器的隔離度；當3端口（或2端口）接匹配負載時，1端口到2端口（或3端口）的傳輸系數(shù)為功分器的插入損耗。在圖中，功率從1端口輸入，分為兩路，經(jīng)過一段四分之一波長的微帶線傳輸后，到達2端口和3端口。1端口的特性阻抗為，1到2端口,1到3端口的微帶線特性阻抗分別為,，線長為。,分別為從2端口,3端口向負載看過去的阻抗。R為2端口,3端口之間的隔離電阻。下面確定,,,的計算式。如圖所示，1端口的輸入功率為，2端口,3端口的輸出功率分別為和，對應的電壓為和。依據(jù)對功分器的要求，則有：為了使在正常工作時，隔離電阻R上不流過電流，則，于是得。若取，則。因為兩路微帶線長為，故在1端口處的輸入阻抗為為使1端口無反射，兩路微帶線在1端口處的總輸入阻抗應等于1端口的特性阻抗，即若電路無損耗，則式中，為1端口處的電壓。所以下面確定隔離電阻R的計算式。跨接在2端口和3端口之間的電阻R，是為了得到2端口與3端口之間相互隔離的作用。當信號從1端口輸入，2端口,3端口接負載電阻,時，2,3兩端口等電位，故電阻R沒有電流流過相當于R不起作用；而當2端口或3端口的外接負載不等于或時負載有反射，這是為使2,3兩端口彼此隔離，R必需有確定的值，經(jīng)計算：如圖所示，微帶線功分器輸出端的特性阻抗與輸入端相同，因此2端口,3端口的特性阻抗都是。為了匹配須要，在2端口與之間加一段特性阻抗為，電長度為的阻抗變換段，在3端口與之間加一段特性阻抗為，電長度為的阻抗變換段，,分別為圖中兩路微帶線之間的距離不宜過大，一般取2~4帶條寬度。這樣可使跨接在兩微帶線之間的電阻R的寄生效應盡量減小。三,試驗內容設計仿真一個兩路微帶線功分器。已知：端口特性阻抗，功分比，介質基片為：=4.6，H=1mm。指標如下：當中心頻率2GHz，相對帶寬20%時，（1）兩輸出端口的功分比（）為1.495~1.505；（2）兩輸出端口的隔離度（20lg||）不小于25dB。四,試驗步驟（1）依據(jù)已知條件利用上述公式計算,,,,,,的值。將公式輸入到OUTPUTEQUATION中進行計算，結果如下圖所示：（2）利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度。建立一個新項目，選擇單位和項目頻率1.8~2.2GHz。如圖，將上一步算得的特性阻抗輸入到TXLINE中，進行計算。電長度為90度，中心頻率2GHz。計算結果如下：ZLWZ05019.9721.8825Z0287.4920.830.60619Z0358.3320.2131.437Z0455.3320.131.5806Z0545.1819.8182.2223R102.121.0340.40021設Y是Z02和Z03的長度，X1,X2分別為Z02,Z03連接線的長度，則有X1+Y=20.83,X2+Y=20.213。又設A和B是連接隔離電阻的微帶線長度。假設電阻長為3mm，則A取(X1+X2-3)/2，且有A+B+3=X1+X2（電阻的長度R加兩段微帶線的總長度與,兩路微帶線之間的垂直距離相同）。這些約束關系需寫到GLOBALDEFINATION中。如下圖所示。（3）輸入原理圖。用兩段微帶線與電阻R的兩端相連接，微帶線的特性阻抗與R一樣，及其寬度由R確定，長度可以調整。上述約束關系也需寫到原理圖中，便于調諧時運用。原理圖如下：（4）添加測量，測量輸入端口到兩個輸出端口的傳輸系數(shù)（||，||）以及隔離度||。（5）仿真分析，視察端口S參數(shù)是否滿意設計要求。調諧前測量得到的結果如圖所示：明顯不滿意要求。試驗要求中心頻率在2GHz，在1.8~2.2GHz時滿意隔離度不小于25dB，功分比為1.495~1.505（換算成dB后有：20lg||-20lg||為1.746~1.775）。但此時中心頻率偏離了2GHz，且1.8GHz時明顯小于25dB。上面的兩條橫線之間的距離，即20lg||-20lg||=[-2.288-(-4.078)]=1.79>1.775，也不滿意要求。（6）調諧電路元件參數(shù)，選擇調諧變量，調整變量的數(shù)值，在圖上視察功分比和隔離度的變化，選擇最佳值。如圖所示，將電阻的長度R加兩段微帶線的總長度與,兩路微帶線之間的垂直距離相同，即A+B+3=X1+X2等約束關系寫到原理圖中。調整Y,A,,的值。圖中所示為調諧之后的結果。這時測量得出的反射系數(shù)dB圖如下：可見此時中心頻率在2GHz，在1.8~2.2GHz頻率范圍內隔離度大約在25dB以上。上面的兩條橫線之間的距離，即20lg||-20lg||=[-2.339-(-4.111)]=1.772，因此功分比也滿意要求。（7）當功分比=1時，上述功分器變?yōu)榈确止Ψ制鳎鼘⑤斎牍β史譃橄嗟鹊膬陕?，兩個輸出端口的功率理論上相等，重新設計上述試驗。在OUTPUTEQUATION中，將k改為1，其余不變，計算結果如下圖：由計算結果可見，Z04和Z05特征阻抗為50，與端口的阻抗值相同，這時不再須要用來與端口匹配的兩條微帶線。用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度，如下：ZLWZ05019.9721.8825Z0270.7120.5150.98629Z0370.7120.5150.98629Z045019.9721.8825Z055019.9721.8825R10021.0070.42472在GLOBALEQUATION中輸入約束條件，如下圖所示：輸入原理圖。由之前的分析可知，不須要最右邊的兩條微帶線，其余結構與第一個功分器相同。將計算出的長度和寬度輸?shù)綄恢?。如下圖所示：添加測量，測量輸入端口到兩個輸出端口的傳輸系數(shù)（||，||）以及隔離度||。仿真分析，視察端口S參數(shù)是否