逆變電路設計

36/38500W50HZ逆變電路摘要現(xiàn)代逆變技術是研究現(xiàn)代逆變電路的理論和應用設計方法的一門科學。單相逆變電源是將直流電逆變成波形為方波或正弦波的電源，可將蓄電池逆變成為正弦或交流電,供用電器使用。該單相逆變電源通過將直流電輸入半橋逆變電路,從而逆變成方波電源,輸出電壓為220V,頻率為50HZ.逆變電路的控制電路即門極觸發(fā)電路采用專用集成芯片UC3524。通過確定UC3524的外部電路參數(shù)RT、CT的值，可設定芯片輸出脈沖的頻率。脈沖通過驅動放大電路進行放大，控制晶閘管導通進而控制逆變電源的輸出頻率。晶閘管導通頻率為脈沖輸出頻率的1/2。本電路設計簡單，由UC3524集成芯片模塊、驅動放大模塊、逆變主電路模塊、變壓器模塊、過電壓過電流保護模塊等部分組成。關鍵詞:逆變，蓄電池，晶閘管，驅動，UC3524，方波500W50HZInverterCircuitABSTRACTModerninvertertechnologyisthestudyofmoderninvertercircuitdesigntheoryandapplicationofascientificmethod.Single—phaseinverterpowersupplyisDCreverseintoasquarewaveorsinewavepower，thebatterycanbesinusoidalorACinverterforusewithelectricalappliances。Thesingle-phaseinverterpowersupplyviatheDCinputhalf—bridgeinvertercircuittoasquarewaveinverterpowersupply,theoutputvoltageis220V,frequency50HZ.Invertercircuit，controlcircuitthatgatetriggercircuitusingspecificintegratedchipUC3524。BydeterminingparametersofanexternalcircuitUC3524RT,CTvalues??oftheoutputpulsecanbesettothefrequencyofthechip.Pulseisamplifiedbythedriveamplifiercircuit，andthencontrolthyristorcontrolledinverteroutputfrequency.Thyristorfrequencyofthepulseoutputfrequencyof1/2。Thecircuitdesignissimple，integratedbytheUC3524chipmodule，driveramplifiermodule,invertermaincircuitmodule,transformermoduleovervoltageandovercurrentprotectionmodulesandothercomponents。KEYWORDS：inverter，battery,thyristor，drive，UC3524,square—wave目錄TOC\o"1—3"\h\z\u前言 1第1章逆變功率器件的選擇 31。1逆變器用功率開關器件 31.2器件的選擇 41。2。1IGBT的結構和特點 42。2。2IGBT的基本特性 51.2。3IGBT的擎住效應和安全工作區(qū) 81.2。4IGBT驅動電路的要求 9第2章控制及驅動電路分析 102。1逆變電路組成介紹 102。2UC3524具體分析 112.2。1UC3524驅動控制集成電路 112。3驅動放大電路 13第3章主電路設計 173.1推挽式電路 173.2變壓器的選擇 193。2.1變壓器的結構對變壓器性能的影響 192.5。2變壓器的繞線方法對變壓器性能的影響 21第四章保護電路設計 234。1限壓保護電路 234.2限流保護電路 244。2取樣電路 27第5章電路主要參數(shù)計算 29總結 30參考文獻 31致謝 32前言電源設備廣泛應用于科學研究、經濟建設、國防設施及人民生活等各個方面,是電子設備和機電設備的基礎，它與國民經濟各個部門相關，在工農業(yè)生產中應用得最為廣泛.在電能傳輸過程中，在供電電源和負載之間對電能進行變換或穩(wěn)定處理，一般稱這種電源為二次電源（即對已有的電源進行控制)。二次電源在電力應用領域起著很重要的作用。二次電源，就是把輸入電源(由電網、蓄電池或燃油發(fā)電機供電等）變換成在電壓、電流、頻率、波形及在穩(wěn)定性、可靠性(含電磁兼容、絕緣散熱、不間斷供電)等方面符合要求的電能供給負載，這是目前應用最廣泛的電源技術領域，主要研究如何利用電子技術對電功率進行變換及控制，它廣泛運用電磁技術、電子技術、計算機技術和材料技術等學科理論,具有較強的綜合性。在二次電源中，逆變電路是主要、核心的組成部分?，F(xiàn)代逆變技術是研究現(xiàn)代逆變電路的理論和應用設計方法的一門科學。這門科學是建立在工業(yè)電子技術、半導體器件技術、電力電子技術、現(xiàn)代控制技術、半導體變流技術、脈寬調制技術、磁性材料等學科基礎上的一門科學技術。現(xiàn)代逆變技術主要包括三個部分：半導體功率集成器件及其應用、功率變換電路、逆變控制技術。逆變的目的就是為了獲得不同的穩(wěn)定的或變化的電能.隨著電力電子技術的發(fā)展和各行各業(yè)對電氣設備性能的要求的提高，逆變技術在很多領域得到廣泛的應用，其中主要包括交流電動機的調速，電動機制動再生能量回饋,不間斷電源系統(tǒng),感應加熱,弧焊電源,通信開關電源，變頻電源，新能源發(fā)電，直流輸電，磁懸浮列車通用型直流電源變頻器等多個方面。單相逆變電源是將直流電逆變成波形為方波或正弦波的電源，可將蓄電池逆變成為正弦或交流電，供用電器使用,也可作為計算機的UPS電源.該單相逆變電源通過將直流電輸入半橋逆變電路，從而逆變成方波電源，輸出電壓為220V，頻率為50HZ。逆變電路的控制電路即門極觸發(fā)電路采用專用集成芯片UC3524。本電路通過對輸出電路進行采樣，將采樣信號反饋給觸發(fā)電路芯片UC3524，通過改變UC3524的輸出脈沖寬度及占空比，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。本文所介紹的逆變電源電路主要采用集成化芯片，使得電路結構簡單、性能穩(wěn)定、成本較低。因此,這種電路是一種控制簡單、可靠性較高、性能較好的電路.通過把12V的蓄電池電源轉換為工頻使用電源,用于內部的電器，是一種簡單,廉價的方式.主電路設計中采用了簡單的逆變電路，過壓過流保護電路，以及專用的集成芯片，經濟性能良好，使用方便。就本系統(tǒng)的性能穩(wěn)定性而言,由于電路設計簡單,可防止外界對輸出的干擾，輸出穩(wěn)定，價格優(yōu)良,是一款性價比很高的系統(tǒng)。第1章逆變功率器件的選擇1.1逆變器用功率開關器件下面介紹當前主要功率開關器件的特性及其應用情況。(1）晶閘管：這是最早應用的一種功率開關器件,其特點是功率最大,應用最廣。普通型SCR的電壓高達6000V，電流達數(shù)千安培,自身正向壓降約為1。5V，開通僅需要在控制級上加一個小觸發(fā)脈沖即可,但關斷時必須用電感、電容和輔助開關器件組成的強迫換向電路。其工作頻率不大于400Hz。由于其工作頻率低，關斷電路復雜,效率低，功耗大，因此在PWM調制中產生的正弦波不夠完善，并且噪聲大。目前,逆變器中已經基本不再用SCR作為功率開關器件,SCR主要用做UPS的靜態(tài)開關。（2）功率場效應管（MOSFET）：功率MOSFET是一種全控型三端開關器件.其特點是開關速度快，安全工作區(qū)寬，熱穩(wěn)定性好，線性控制能力強，采用電壓控制，易于實現(xiàn)數(shù)控，因此常常作為開關器件實現(xiàn)電量的逆轉換.MOSFET的缺點是輸入阻抗高，抗靜電干擾能力差，承載能力和工作電壓比較低，多用于電壓為500V以下的低功率高頻開關逆變器。由于受功率的限制,因此它只適用于小功率逆變器。(3)BJT（功率GTR）晶體管：BJT直到1985年實現(xiàn)達林頓模塊后才達到300A、1000V和增益100的水平。大功率晶體管開關時間為1。5μS，自身電壓降為1。5V.若采用多重達林頓晶體管提高增益，則開關時間增長，自身電壓降會增大。由于其開通狀態(tài)必須飽和，因此電流增益很低，往往要求驅動電路輸出很大的電流，是功率消耗增大，在20世紀80年代中期，它曾用于中小功率逆變器中，現(xiàn)在已經基本不使用了。(4）絕緣柵雙極晶體管（IGBT）：IGBT是一種新發(fā)展起來的復合型功率開關器件，它既有單極型電壓驅動的MOSOFT的優(yōu)點，又結合了雙極型開關器件BJT耐高壓，電流大的優(yōu)點。其開關速度顯然比功率MOSFET低，但遠高于BJT,又因為它是電壓控制器件，故控制電路簡單、穩(wěn)定性好。IGBT的最高電壓為1200V,最大電流為1000A，工作頻率高達1000VTHz。它具有電壓控制和開關時間（約為300ns)極短的優(yōu)點，其正向壓降約為3V.在現(xiàn)代的UPS中IGBT普遍被用作逆變器或整流器開關器件。它是全控型開關器件，通過數(shù)控技術控制IGBT的通斷，能有效地將輸入電壓與輸入電流保持同步，是功率因數(shù)等于1，從而減小了UPS整流器對市電電源的干擾。1.2器件的選擇通過對各種功率器件的分析，對于本次220V，50HZ逆變電源設計將選用IGBT場效應晶體管作為逆變器用功率開關器件.下面就對絕緣柵雙極晶體管（IGBT）做詳細的介紹。絕緣柵極雙極性晶體管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT）是功率MOSFET和雙極型功率晶體管組合在一起的符合功率器件。它既具有MOSOFT管的通/斷速度快、輸入阻抗高、驅動功率小和驅動電路簡單等優(yōu)點，又具有大功率雙極晶體管的容量大和阻斷電壓高的優(yōu)點。從IGBT問世以來得到了廣泛的應用，發(fā)展很快.特別是在開關和逆變電路中，它是被廣泛應用的、理想的開關器件。1.2.1IGBT的結構和特點圖1—1IGBT晶閘管IGBT的內部結構、等效電路和電氣符號如圖1-1所示。圖1—1（a）為IGBT的內部結構，與MOSFET比較,IGBT是在MOSFET的漏極下又增加了一個P+區(qū)，多了一個PN結（J+）。IGBT等效電路圖如圖1-1(b）所示。它是由MOSFET和雙極型功率晶體管復合而成的。IGBT的電氣符號如圖1-1(c)所示.IGBT具有正反向阻斷電壓高、通態(tài)電壓大及通過電壓來控制其導通或關斷等特點。同時,由于采用MOS柵，其控制電路的功耗小，導通和關斷時的靜態(tài)功耗也很小，只是在狀態(tài)轉換過程中存在一定的動態(tài)損耗.這種動態(tài)損耗也可以通過軟開關即使其達到最小。由于IGBT具有這些特點，才使其被廣泛地作為功率開關期間用于開關和逆變電路中。2。2.2IGBT的基本特性IGBT的基本特性分為靜態(tài)特性、動態(tài)特性和高溫特性三個部分。IGBT的靜態(tài)特性主要包括輸出伏—安特性、轉移特性和靜態(tài)開關特性.（1）輸出伏-安特性IGBT的輸出伏—安特性曲線如圖1-2所示。它是表示以柵極-發(fā)射極間電壓為變量的集電極電流和集電極-發(fā)射極間電壓UGE的關系曲線.圖1—2IGBT的輸出伏安特性曲線IBGT的輸出伏—安特性曲線分為四個區(qū)域：1)Ⅰ區(qū)為截止區(qū).在此區(qū)域內，由于UGE很小，隨著UGE的增加IC很小，且變化不大.此時,IC基本上是C、E間的漏電流ICEO。2）Ⅱ區(qū)為線性放大區(qū)。在此區(qū)域內，隨著UGE的增加，當UGE≥UGE(th）（IGBT的開啟電壓）時,IC開始增加,并且隨著UGE的變化成線性關系：（1—1)式中，gm為IGBT的跨導.當IGBT用于逆變電路的開關狀態(tài)時，要求盡快越過這個區(qū)域，以便減小通態(tài)損耗.因此，gm這個參數(shù)在實際應用中顯得不是很重要了.3)Ⅲ區(qū)為飽和區(qū).在此區(qū)域內，當UGE為某一定值時，隨著UGE的增加，IC基本保持不變，達到飽和。IC達到飽和后的集電極—發(fā)射極電壓成為IGBT飽和電壓，記為UCE（sat），一般情況下,UCE（sat）=—2~4V。4)Ⅳ區(qū)為擊穿區(qū)。當UGE為某個確定值時，增加UGE并達到U（BR)CEO后，IC會突然增大，發(fā)生電壓擊穿。此時的U（BR)CEO稱為IGBT的擊穿電壓.IGBT絕對不能用在此區(qū)域內。(2）轉移特性IGBT的轉移特性曲線如圖1—3所示。它表示在UGE不變的情況下，IC與UGE的關系曲線.在UGE很小時，IC=ICEO。隨著UGE的增加，在UGE=UGE（th）且繼續(xù)增加時，IC呈線性增加而進入放大區(qū)。我們把從截止區(qū)轉移到線性放大區(qū)的轉移點UGE(th）稱為IGTR的柵極開啟電壓。一般情況下，UGE(th）=3～5V.圖1—3IGBT的轉移特性曲線圖1—4IGBT的靜態(tài)開關曲線(3）靜態(tài)開關特性IGBT的靜態(tài)開關特性曲線如圖1—4所示。IGBT的靜態(tài)開關特性實際上時表示IGBT瞬間從導通（關斷）狀態(tài)轉換成關斷(導通）的情況，即瞬間越過線性放大區(qū)的特性曲線。前面講述的靜態(tài)特性，只表明了IGBT從一個穩(wěn)態(tài)變換到另一個穩(wěn)態(tài)的特性，從而沒有涉及狀態(tài)變換的過程.IGBT狀態(tài)變換過程的特性為其動態(tài)特性.IGBT的動態(tài)特性與其負載有關。因為IGBT用于逆變電路時的負載多半時感性負載。IGBT的負載為感性時的動態(tài)特性曲線如圖1—5所示。(1）導通特性 圖1—5IGBT的負載為感性時的動態(tài)曲線一般情況下，IGBT的柵極加有一個負偏壓以保證IGBT可靠地處于關斷狀態(tài)。當柵極電壓UGE由這個負偏壓開始往正方向變化時,由于柵極電容有個充電過程,在經過一段時間后，UGE達到柵極開啟電壓UGE（th)，IGBT的集電極電流IC才有漏電流ICEO開始增加。這段時間稱為導通延遲時間td。再經過一段時間tir后,IC達到ICM=IL(IL為流經感性負載的電流).tir稱為電流上升時間。此時,UGE開始下降，在tuf時間內下降到飽和電壓UGE（sat）。tuf稱為電壓下降時間.IGBT的導通時間ton為、、之和，即=EQ（1-2)（2)關斷特性在IGBT處于導通狀態(tài)時,柵極電容上充有正電壓UGE，當UGE向負方向變化時，由于柵極電容有個放電過程，在經過一段時間后，UGE減小到柵極開啟電壓UGE(th)，集電極電流開始下降。這段時間稱為存儲時間ts。ts過后IC開始從IM=IC下降,由于感性負載的di/dt的作用，UGE在上升過程中會產生電壓過沖UCP,這段時間稱為電壓上升時間tur。在tur過后，IC繼續(xù)下降，最后達到ICEO,這段時間稱為電流下降時間tif。IGBT的關斷時間toff為ts、tur、tif之和，即 （1-3) IGBT具有優(yōu)良的高溫通態(tài)特性,在環(huán)境溫度（散熱片溫度）達到200oC左右時,仍能正常工作.特別值得一提的時，隨著溫度的增高,IGBT的整個壓降反而略有下降,并且還可以在某個特定的通態(tài)電流下，隨著溫度的變化，其通態(tài)正向壓降保持基本不變.當通態(tài)電流高于此值時，隨著溫度的增高，其正向壓降略有增加.但實際應用中，還是應該注意器件的散熱問題,以避免器件工作在高溫環(huán)境中。1.2.3IGBT的擎住效應和安全工作區(qū)IGBT在正常工作時，集電極電流IC基本上受UCM控制，但當集電極電流IC超過某一緩大值ICY,之后，柵極電壓UCE將失去控制作用.這是IGBT的一種特殊現(xiàn)象，叫做擎住效應.出現(xiàn)這種情況時IC很大，導致器件損壞.由于IGBT關斷過程中還會出現(xiàn)所謂動態(tài)擎住效應，這時允許的ICE值比靜態(tài)擎住時的值更小。因此器件給出的ICM通常按動態(tài)擎住效應來規(guī)定。IGBT經常用于開關工作狀態(tài),因此，它的安全工作區(qū)分為正向偏置安全工作區(qū)和反向偏置安全工作區(qū)。正偏安全工作區(qū)FBSOA是指柵一射極間加正偏壓時的安全工作區(qū)，對應IGBT的導通狀態(tài)。如圖1-3所示，除ICM和集一射極最大允許電壓UCEM邊界外，另一邊界對應于允許的功耗。因功耗與器件的導通時間密切相關，從圖中可以看出，IGBT的FBSOA也隨導通時間增加而減小。反偏安全工作區(qū)RBSOA是指柵一射極間加反偏壓時的安全工作區(qū)，對應IGBT的關斷狀態(tài)。與FBSOA相比，三條邊界中,ICM和UCEM相同，但另一條邊界為器件關斷后集一射極間重加正向電壓的上升率.1。2.4IGBT驅動電路的要求(1)加在IGBT柵極G和射極E之間，用來開通和關斷IGBT的柵極驅動電壓UGE的正、負脈沖，應以足夠陡的上升沿和下降沿，使IGBT開關時間短,開關損耗小。（2)由驅動電路提供的驅動電壓UGE和驅動電流要有足夠的幅值,使IGBT總處于飽和導通狀態(tài)。UGE的幅值要綜合考慮減小IGBT通態(tài)損耗和提高其短路電流耐受能力這兩方面的要求來選取。本系統(tǒng)中為+15V。（3)在關斷過程中,為盡快抽出IGBT內部PNP管中的存儲電荷,應施加負偏壓UGE,其值受G，E極間最大反向耐壓的限制,在本系統(tǒng)中為-5V。（4）IGBT內部存在寄生晶閘管,當集電極電流IC過大或IGBT關斷過程中dUCE/dt太高時,都可能使寄生晶閘管誤導通,形成靜態(tài)和動態(tài)擎住效應，使IGBT失控。故應注意限制IGBT集電極電流的最大值編，本系統(tǒng)柵極外加串聯(lián)電阻Rg，以延長其關斷時間，減小dUCE/dt的值。（5）由于IGBT在電力電子設備中多用于高電壓，所以驅動電路應與控制電路在電位上嚴格隔離本系統(tǒng)中，采用了TLP521光耦進行隔離。（6)IGBT的柵極驅動電路應盡量簡單實用和可靠，自身最好帶有對IGBT的保護功能，并有較強的抗干擾性.驅動電路與IGBT的連線要盡量短,并采用絞線或同軸電纜線.本次設計采用的是富士公司的EXB系列(EXB840）直接驅動IGBT。第2章控制及驅動電路分析2.1逆變電路組成介紹電路的原理圖如下圖2—1所示：圖2—1逆變電路系統(tǒng)原理圖12V的直流電源經逆變電路你變成電壓較小的頻率為50HZ的電能，經變壓器變壓后升為稍大于220V的電壓，由于此時的電能中含有大量的諧波,故需經LC濾波器濾波，此時電路的輸出為220V，50HZ的電能。由于電路本身或外界的干擾:如溫度、干擾信號的影響，輸出可能會偏離規(guī)定值,電路通過采樣，將采樣電壓信號反饋給脈沖輸出電路即門極控制電路芯片UC3524的相應引腳，引起脈沖輸出占空比的變化，通過控制晶閘管的導通時間，從而調節(jié)電壓的輸出。如果輸出電壓變大,采樣電壓信號及輸入UC3524相關引腳的電流相應變大，UC3524輸出的脈沖占空比就會減小，晶閘管在一個周期內的開通時間就會減小,從而逆變電路輸出電壓減小,這樣，電路輸出電壓就會向220V回歸。為了電路工作的安全,本電路設計有過電壓、過電流保護和欠電壓保護。當電路出現(xiàn)過電壓或過電流時，采樣信號相應增大,采樣電路將信號送給UC3524，UC3524可減小脈沖輸出占空比的變化或直接將芯片關斷,待人工檢查及修復后重新啟動工作。當電源供電不足且經過反饋調節(jié)后輸出仍不能滿足需要時，就會出現(xiàn)輸出電壓過低的情況，此時欠壓保護電路工作并發(fā)出報警,待人工檢查電路或更換電池后電路重新啟動工作路。本電路設計簡單,由UC3524集成芯片模塊、驅動放大模塊、逆變主電路模塊、變壓器模塊、過電壓過電流保護模塊等部分組成.以下針對這些模塊做詳細介紹.2。2UC3524具體分析2.2。1UC3524驅動控制集成電路UC3524是雙端驅動集成電路,由于其性能優(yōu)良，在逆變電路中得到廣泛的應用，無論是低壓變換電路還是大功率開關電源,都可由其組成可靠性較高的電路。該系列的雙端輸出驅動器的內部電路如圖2-2所示.UC3524內部振蕩器的周期T=RTCT，電容的取值范圍為1000pF~0.1μF，電阻RT的取值為1。8～100KΩ，其最高振蕩頻率為300VTHZ.UC3524內部設有驅動脈沖電路，通過控制PWM比較器的輸出，使集成電路處于關閉狀態(tài)，無驅動脈沖輸出，。UC3524的兩組驅動輸出級也采用集電極、發(fā)射極開路輸出的NPN型雙極型三極管，以便用于單端或推挽電路的驅動,兩路輸出脈沖，每路輸出最大脈寬為45%。驅動推挽電路時，次級電路得到兩組正向脈沖分別使內部兩組放大管輪流導通,其最大脈寬為90%.因為兩組驅動輸出極性相同,只是在時間軸上出現(xiàn)的序列不同，所以可以將兩驅動輸出脈寬并聯(lián)，將輸出最大脈寬90%的單端驅動脈沖，用于單端變換器。分成兩路輸出，振蕩頻率為開關頻率的兩倍；單端并聯(lián)運用時，開關頻率等于振蕩頻率。 電源中UC3524的各腳功能及外圍元件作用如下：1腳：內部誤差檢測放大器A的差分放大器反相輸入端.可通過外部取樣電壓對其進行供電.2腳：誤差放大器A的正相輸入端，可將16腳輸出的內部基準電壓經分壓作為誤差檢測的基準電壓。當1腳取樣電壓升高時，差分放大器輸出電壓降低,送至脈寬調制器B，使輸出脈沖占空比減小。差分放大器的輸出電壓與輸出脈沖占空比有近似的線性關系，輸出電壓為3。5V時，脈沖占圖2-2UC3524內部電路結構空比為45％；輸出電壓降為1.5V時，脈沖占空比降為10%；輸出電壓為1V時，脈沖占空比為零，無驅動脈沖輸出.1、2腳間的共模輸入電壓在1.8～3。4V范圍內。3腳：內部振蕩器鋸齒波輸出端，如果不用顯示內部波形，此引腳可以懸置不用。4、5腳：分別為開關電流限制放大器的+、-取樣輸入端。開關電流可通過外接電流取樣電阻,變成與電流成正比的取樣電壓，輸入4、5中的任意引腳,當取樣電壓升到200mV時，輸出脈沖占空比降低為最大占空比的25%；取樣電壓升到210mV時，占空比變?yōu)榱?驅動脈沖被關斷.4、5引腳共模輸入電壓在—0.7~+1V范圍內。6腳:外接定時電阻，設定RT的充電電流也即控制RT的充電時間。7腳：外接定時電容。CT的值和RT共同決定振蕩周期：T=RT（KΩ）CT（μF）。8腳：接地端.9腳：誤差放大器的輸出端,用以接入電容與電阻組成的相位校正電路，以穩(wěn)定誤差放大電路的工作狀態(tài)，防止高頻自激。10腳：PWM脈沖輸出控制端,當此輸入1V以上的高電平時，將誤差放大器輸出端(即PWM比較器B的輸入端)電平鉗位于0.3V，使輸出脈沖占空比為零,驅動脈沖被關斷.此高平關斷特點既可用于電源OFF/ON人為控制，也可用于過電壓保護等電路。11、14腳：內部兩路驅動級NPN雙極型三極管的發(fā)射極引出端?？芍苯咏o晶閘管門極供電，來觸發(fā)晶閘管的導通；若晶閘管所需導通電流太大，可接一級NPN型三極管構成達林頓結構，形成較大的觸發(fā)電流，增強其觸發(fā)能力。12、13腳：內部兩路驅動級NPN雙極型三極管的集電極引出端。通過大電阻將其與外接電源相連，使其反偏，即可在射極輸出脈沖電流。15腳:電源的輸入端。 16腳:5V基準電壓輸出端。最大電流為50mA，在輸入電壓允許范圍內其誤差小于1%.如果外設保護電路,也可組成高穩(wěn)定度的5V電源。2。2。2UC3524輸出波形UC3524的內部振蕩頻率6、7引腳外接的RT、CT決定,T=RT（VTΩ)CT（μF）。脈沖輸出引腳11、14引腳輸出脈沖電流為晶閘管供電，此時為兩路輸出,每路的輸出頻率為振蕩頻率的1/2,振蕩器的波形及輸出脈沖波形均為矩形波。如圖2—3所示。2.3驅動放大電路當加上正柵極電壓時,管子導通；當加上負柵極電壓時，管子關斷。IGBT具有和雙極型電力晶體管類似的伏安特性，隨著控制電壓UGE的增加,特性曲線上移.開關電源中IGBT通過UCZ的電平變化，使其在飽和與截止兩種狀態(tài)下工作。實用驅動法有直接驅動法和隔離驅動法,下面對兩種方法進行介紹。圖2—3振蕩器的波形及輸出脈沖波形圖2—4有正負偏壓的直接驅動電路圖2—5變壓器隔離驅動圖2—6光耦合隔離驅動(1）直接驅動法直接驅動法有兩種電路形式。如圖2—4所示，為了使IGBT穩(wěn)定工作，一般要求雙電源供電方式，即驅動電路要求采用正、負偏壓的兩電源方式，輸入信號經整形器整形后進入放大級，放大級采用有源負載方式以提供足夠的門極電流.為消除可能出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，IGBT的柵射極間接入了RC網絡組成的阻尼濾波器.此種驅動電路適用于小容量的IGBT.（2）隔離驅動法圖2-5為最簡單的變壓器隔離驅動電路，適用于小容量的IGBT。圖2—6為光電耦合隔離驅動電路,采用雙電源供電的方式。當VG使發(fā)光二極管有電流流過時，光電耦合器HU的三極管導通,R1上有電流流過，場效應管T1關斷，在VC的作用下，經電阻R2、T2管的基—發(fā)射器有了偏流，T2迅速導通，經RG柵極電阻,IGBT得到正偏而導通.當VG沒有脈沖電壓時,發(fā)光二極管不發(fā)光，作用過程相反，T1導通使T3導通，－Vc經柵極電阻RG加在IGBT得柵、射極之間,使IGBT迅速關斷.本文所用的驅動放大電路是由相連組成的達林頓結構充當?shù)摹＿_林頓管是一重復合三極管，他將兩個三極管串聯(lián)，第一個管子的發(fā)射極接第2個管子的基極，所以達林頓管的放大倍數(shù)是本電路設計的驅動放大環(huán)節(jié)是由兩個圖2—7驅動放大電路NPN型三極管兩個三極管放大倍數(shù)的乘積。所以它的特點是放大倍數(shù)非常高,達林頓管的作用一般是在高靈敏的放大電路中放大非常微小的信號。其電路結構如圖2-7所示。V1與V3、V2與V4分別形成一對達林頓管。11腳輸出的脈沖電流輸入V1的基極，經過V1與V3的放大，在V3的集電極上形成與射極基本相同大小的電流，由于V3的集電極與晶閘管的門極相連，在集電極上接一定阻值的電阻，可在門極上形成正向電壓，從而使晶閘導通。V2與V4用于放大14腳的輸出脈沖,用于觸發(fā)晶閘管VT2。驅動放大電路由外部附加電源VCC進行供電。第3章主電路設計3。1推挽式電路推挽式電路是一種放大電路，它按功放輸出級放大元件的數(shù)量，可以分為單端放大器和推挽放大器。單端放大器的輸出級由一只放大元件（或多只元件但并聯(lián)成一組）完成對信號正負兩個半周的放大。單端放大機器只能采取甲類工作狀態(tài)。

推挽放大器的輸出級有兩個“臂"（兩組放大元件),一個“臂"的電流增加時,另一個“臂"的電流則減小,二者的狀態(tài)輪流轉換.對負載而言，好像是一個“臂”在推，一個“臂"在拉,共同完成電流輸出任務。盡管甲類放大器可以采用推挽式放大，但更常見的是用推挽放大構成乙類或甲乙類放大器。對于推挽電路，有以下優(yōu)點:①電壓輸出特性很好。由于它的兩個控制開關VT1和VT2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，其輸出電流瞬間響應速度很高，并且它是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源,它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以被廣泛應用于低輸入電壓的DC/AC逆變器，或者DC/DC轉換器電路中.②是一個輸出電壓特性非常好的開關電源。它經橋式整流或全波整流后，其輸出電壓的電壓脈動系數(shù)Sv和電流脈動系數(shù)Si都很小，因此只需要一個很小值的儲能濾波電容或儲能濾波電感，就可以得到一個電壓紋波和電流紋波都很小的輸出電壓。③開關電源的工作效率很高。它的變壓器屬于雙極性磁極化,磁感應變化范圍是單極性磁極化的兩倍多，并且變壓器鐵心不需要留氣隙，因此,它的變壓器鐵心的導磁率比單極性磁極化的正激或反式開關電源變壓器鐵心的導磁率高很多倍；這樣變壓器初、次級的線圈匝數(shù)可比單極性磁極化變壓器初、次級的線圈匝數(shù)少一倍以上，漏感以及銅損耗都比單極性磁極化變壓器小很多。圖3-1推挽電路原理圖④驅動電路簡單。它的兩個開關器件有一個公共接地端，相對于半橋式或全橋式開關電源來說，驅動電路要簡單很多，這也是一個優(yōu)點。本文設計的逆變電路也可用半橋電路或全橋電路替代,如圖3-1所示。但與推挽電路相比，半橋式以及全橋電路都有一個共同缺點，就是當兩個控制開關VT1和VT2處于交替轉換工作狀態(tài)的時候，兩個開關器件會同時出現(xiàn)一個半導通區(qū),即兩個控制開關同時處于接通狀態(tài)；這是因為開關器件在開始導通的時候，相當于對電容充電,它從截止狀態(tài)到完全導通狀態(tài)需要一個過渡過程；而開關器件從導通狀態(tài)轉換到截止狀態(tài)的時候，相當于對電容放電，它從導通狀態(tài)到完全截止狀態(tài)也需要一個過渡過程;當兩個開關器件分別處于導通和截止的過渡期間,就會同時出現(xiàn)半導通狀態(tài)，此時，相當于兩個控制開關同時接通,會對電源電壓產生短路，在兩個控制開關的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器負載。因此，在兩個控制開關VT1和VT2分別處于導通和截止的過渡期間,兩個開關器件將會產生很大的功率損耗.而推挽電路則不會存在這種損耗。因為,當控制開關VT1將要關斷的時候，開關變壓器的兩個初級線圈N1繞組和N2繞組都會產生反電動勢，而N2繞組產生的反電動勢正好與輸入電流的方向相反;此時，即使是VT2開關器件處于半導通或全導通狀態(tài),在短時間內，在VT2組成的電路中都不會出現(xiàn)很大的工作電流,并且在電路中，兩個控制開關也不存在直接串通的回路；因此不會像半橋式，以及全橋式開關電源那樣出現(xiàn)兩個控制開關同時串通的可能性，這也是推挽式開關電源的一個優(yōu)點。對于推挽電路,也有它的缺點：它的兩個開關器件需要很高的耐壓,其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此在高電壓交流供電設備中很少使用。另外，直流輸出電壓可調整式推挽開關電源輸出電壓的調整范圍比反激式開關電源輸出電壓的調整范圍小很多,并且需要一個儲能濾波電感；因此不宜用于要求負載電壓變化范圍太大的場合，特別是負載很輕或經常開路的場合。它的變壓器有兩組初級線圈，對于小功率輸出是個缺點,對于大功率輸出是個優(yōu)點。因為大功率變壓器的線圈繞組一般都用多股線來繞制，因此兩組初級線圈與用雙股線繞制沒有根本區(qū)別，并且兩個線圈與單個線圈相比可以降低一半電流密度。3。2變壓器的選擇變壓器是隔離型變換器的主要元件之一，其性能指標的好與壞將直接影響整個電路的性能，因此，在設計變壓器時應該細心設計為好.在變壓器制作中需要在確保變壓器的絕緣電壓的基礎上盡可能的減小變壓器漏感。3.2。1變壓器的結構對變壓器性能的影響變壓器的最主要作用是隔離，電器隔離性能應符合電氣安全規(guī)則的要求。為了滿足電器安全規(guī)則的要求，通常要在變壓器的初、次級之間留有不低于3mm的絕緣邊距（爬電距離）,如圖3-2所示的邊沿空隙的方法。邊沿空隙方法（MarginWound)—-——--是在骨架邊沿留有繞線余留，以提供所需的絕緣邊距要求。這種方法一直得到比較普遍的應用，其主要原因是繞變壓器的漆包線的絕緣強度不能滿足電氣安全規(guī)則的要求，特別是漆包線漆皮的針孔。這種方圖3-2變壓器的邊沿空隙繞制方式的結構示意法的最大缺點是變壓器的繞線空間的浪費和變壓器漏感的增加，尤其是小變壓器尤為嚴重，如EE16磁芯繞線框架僅有約8mm的繞線寬度，如果扣除3mm的邊沿空隙，則有效的繞線寬度僅剩下5mm，變壓器的繞線窗口的利用率大大下降，同時變壓器的漏感也隨之增加。對于50Hz變壓器，漏感增加一點似乎不會出現(xiàn)多大問題,但是高頻開關電源變壓器的漏感增加一點所付出的代價將是開關管的損耗明顯增加甚至是變壓器的漏感所產生的電壓尖峰將開關管擊穿，要么就是緩沖電路的損耗增加。怎樣才能取消變壓器中的邊沿空隙和初、次級間的絕緣?問題的關鍵就是改進漆包線的質量，單層絕緣的漆包線的最主要的缺陷是針孔(當然也不可否認絕緣電壓可能還不夠）,那么在制造漆包線時可以在漆包線上多涂幾次絕緣漆,這樣不僅提高了絕緣電壓，最主要的是徹底的消除了漆包線的漆皮上的針孔，這就是三重絕緣的漆包線。三重絕緣漆包線繞制法（TripleInsulated）——-次級繞組的導線采用三重絕緣漆包線以便任意兩層結合都滿足電氣強度要求。圖3-3給出三重絕緣法結構?？梢钥闯龀跫壋錆M整個骨架寬度，和輔助繞組之間僅有一層膠帶，在輔助繞組上纏一層膠帶以防止損壞次級繞組圖3-3三重絕緣漆包線繞制變壓器的結構導線的三重絕緣層.次級繞組纏在其上，最后包一層膠帶進行保護.注意繞線和焊接時絕緣層不被損壞。實際上用三重絕緣漆包線繞制變壓器時,初、次級之間可以不附加任何絕緣（如絕緣膠帶）同樣可以保證絕緣強度。這樣，變壓器的繞線窗口將得到有效的利用，同時變壓器的漏感也可以減小到最小。2.5.2變壓器的繞線方法對變壓器性能的影響C型繞線方式：即折返繞制方式，這是最常用的繞線方式.圖3—4(1)示出有2層初級繞組的C型繞線。C型繞線容易實現(xiàn)且成本低，但是導致初級繞組間電容增加.可以看出初級繞組從骨架的一邊繞到另一邊再繞回到起始邊，這是一個簡單的繞線方法。Z型繞線如圖3-4（2)所示,有2層初級繞組的Z型繞線方式?？梢钥闯鲞@種方法比C型繞線復雜，但是減少了繞組的寄生電容。圖3—4（1）變壓器初級的C型繞法圖3-4(2）變壓器初級的Z型繞法初、次級內外繞制方法：圖3-4（1）、圖3-4（2)均為變壓器的初級繞在內側，次級繞在外側的繞制方式，這種繞制方式的優(yōu)點是簡單,而且通常變壓器的初級繞組的線徑細、次級線徑粗，細線繞在里邊繞制起來比較容易。但是，這種繞法的最大缺點是變壓器的漏感大，變壓器漏感在開關過程中需要將漏感中的儲能完全釋放,通常會產生比較高的尖峰電壓，對開關管的沖擊比較大.這個沖擊在反激式開關電源中尤為明顯。這個變壓器漏感的儲能必然消耗在緩沖電路或箝位電路，漏感越大，需要的緩沖電路越大，所產生的損耗越大，降低了開關電源的效率。因此，應該選擇變壓器漏感比較小的繞制方法.最常見的是初級分成兩段，分別繞在次級的內測和外側，如圖3-5所示。另一方面把初級繞組分開繞制的方法也可以減少漏電感。分開的初級繞組是最里邊第一層繞組，第二層初級繞在外邊。這需要骨架有空余引腳讓初級繞組的中心點連接其上，這對改善耦合有意義。圖3-5初級分開繞制示意圖如果變壓器的初、次級間要求的絕緣電壓不高或采用絕緣電壓高的漆包線，則可以采用變壓器漏感最小的繞法，即初次級繞組絞在一起繞。這樣初次級繞組所約束的磁力線大致重合，使變壓器漏感達到最小。本文采用推挽式逆變器，則僅僅需要變壓器的兩個初級之間的漏感達到最小即可。第四章保護電路設計保護電路用于當電源出現(xiàn)異常情況時保護設備以及電源本身。當主回路中發(fā)生過載，過壓等異常狀況時，停止電路元件的工作。保護電路能有效的保護逆變器件和負載不被損壞。4。1限壓保護電路輸出限壓保護電路的作用是：當輸出電壓超過設計值時，把輸出電壓限定在一定的安全值的范圍內。當開關電源內部穩(wěn)壓環(huán)路出現(xiàn)故障或者由于用戶操作不當引起輸出過壓現(xiàn)象時，過壓保護電路進行保護以防止損壞后級用電設備。應用最為普遍的過壓保護電路有如下幾種:1、可控硅觸發(fā)保護電路：圖4-1可控硅觸發(fā)保護電路圖4-2光電耦合保護電路如圖4-1所示，當UO1輸出升高，穩(wěn)壓管(Z3)擊穿導通，可控硅(SCR1)的控制端得到觸發(fā)電壓，因此可控硅導通。UO2電壓對地短路,過流保護電路或短路保護電路就會工作，停止整個電源電路的工作。當輸出過壓現(xiàn)象排除，可控硅的控制端觸發(fā)電壓通過R對地泄放,可控硅恢復斷開狀態(tài)。2、光電耦合保護電路:如圖4-2所示，當UO有過壓現(xiàn)象時，穩(wěn)壓管擊穿導通，經光耦（OT2）R6到地產生電流流過，光電耦合器的發(fā)光二極管發(fā)光，從而使光電耦合器的光敏三極管導通。Q1基極得電導通，UC3524的10腳導電接入電壓，使IC關閉，停止整個電源的工作，UO為零，周而復始。3、輸出限壓保護電路:輸出限壓保護電路如圖4-3所示，當輸出電壓升高，穩(wěn)壓管導通光耦導通，VT1基極有驅動電壓而道通,UC3524芯片的10腳通電，電壓升高，芯片停止工作。周而復始,輸出電壓將穩(wěn)定在一定范圍內(取決于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值)。圖4—3輸出限壓保護電路 圖4-4過電壓保護電路以上介紹了三種過電壓保護電路，通過將第一種與第二種過電壓保護方法融合，形成了更加可靠、簡單的過電壓保護電路,如圖4-4所示.將24V采樣壓加在壓敏二極管上，當逆變電路輸出電壓過高時，采樣電路的采樣電壓將超過24V，此時壓敏二極管將被擊穿,電容將被充電，晶閘管門極被加上正向電壓而導通，12V的附加電源給UC3524的10腳供電，10腳獲得高電平，芯片停止工作,逆變電路停止工作,輸出為零。4。2限流保護電路過電流保護是當電流超過預定最大值時,使保護裝置動作的一種保護方式。當電源輸出超過額定負載或短路或控制電路失去控制能力時，會造成電子設備不能正常工作，或對電子設備造成損壞。過流保護電路有斷法和振蕩器調頻法。斷路法過電流保護是用在電路中串保險絲，這是防范過電流最簡單、最經濟的方法.當負載電流發(fā)生意外，其電流值超過保險絲的熔斷值（熔斷系數(shù)一般在1.1~1。5之間)時，保險絲熔斷，電路斷開，達到過電流保護的目的.但是在開機的瞬間，由于大電容的充電，會產生很大的浪涌電流，這個電流的大小經常是正常工作電流的數(shù)倍,容易使保險絲熔斷。易發(fā)生錯誤判斷，這是此種保護方法的主要缺陷。振蕩器調頻法過電流保護就是通過檢測比較放大電路產生一個控制信號是振蕩器的振蕩頻率發(fā)生變化，使負載電壓降低，從而達到減小負載電流的目的，通常電流保護設定值為正常值的1。1～1.3倍,能自動恢復.在輸出端有過載或短路情況發(fā)生時，此時輸出電流就會增大,檢測電阻RS上的電壓VRS會增大,在圖4-5（A）中，當VRS的值超過V2的B-E導通電壓，圖4-5過電流保護電路（1)V2導通,由于V2的集電極接的是振蕩電路的控制端，使振蕩電路的振蕩減緩或停止振蕩電路工作.在圖4—5(B）中,VRS經電壓比較器后輸出一個控制信號到振蕩電路，通過減小振蕩電路的振蕩頻率，減小輸出電壓，從而減小輸出電流達到保護的目的.圖4—5(B）的精度要比圖4-5（A）的精度高，因為4—5（B）設計了誤差比較和誤差放大電路.圖4-6過電流保護電路（2）如圖4-6所示，此電路圖為恒流保護電路，電路中R1與R2對VR進行分壓,電阻R2上分得的電壓為:VR2=VR[R2/(R1+R2）]。負載電流為I0，測電阻上的電壓VRS=I0RS，電壓VS和VR2進行比較,如果VS〉VR2，A輸出控制信號，使脈沖的頻率發(fā)生變化，使輸出電壓發(fā)生變化，從而減小負載電流。如圖4-7所示,此圖是光電耦合驅動電流保護電路，其工作原理為：當輸出電流過大時,RS兩端的電壓升高，IC2的2腳電壓高于3腳基準電壓，IC2輸出高電壓,V1導通,光電耦合器IC1發(fā)生光電效應,使振蕩電路的振蕩頻率發(fā)生變化，從而控制開關管脈沖信號寬度或頻率發(fā)生變化，從而使輸出電壓降低,達到減小電流的目的.這些電路也存在著不足，即檢測電路中總串聯(lián)著RS,若檢測電阻RS的值不大，則電路保護的反應速度不快，精度也不太高，若電阻RS過大，則電路消耗的功率就會明顯增大，檢測電阻存在著無功功率使開關電源的效率降低,為減小電阻RS無功功率的影響，應采用檢測信號放大電路，提高保護電路的反應速度，精度。本文所用的過電流保護電路為近似以上所示圖2—15，與圖2—15相比，無采樣線圈,而是直接將驅動放大電路的射極電流通過電阻轉換為電壓送給比較器,芯片通過檢測比較器輸出電壓來改變脈沖寬度,從而改變輸出電壓與輸出電流。圖4—7過電流保護電路（3）4.2取樣電路開關電源采樣電路按采樣的不同方式分為直接采樣電路和間接采樣電路。下面通過圖解說明兩種采樣電路的工作原理。直接從開關電源輸出端取樣的方式稱為直接取樣，如圖4-8所示.VT1、VT2、VT3和R3、R5和R6以及VZD都被集成于電路內部.實用過程中根據(jù)VZD的穩(wěn)壓值,再確定額定輸出電壓時R5、R6的比值。此類集成電路可在外電路中，例如圖4—8中R5、R6的兩端，通過并聯(lián)外接電阻，在小范圍內改變輸出電壓。由于電壓穩(wěn)壓管VZD的限流電路無法改變，若大范圍改變R5或R6后,則輸出電壓的大圖4-8直接取樣電路幅度變動將使VZD脫離齊納曲線最陡的部位使穩(wěn)壓效果變差。一般在R3上并聯(lián)電阻使輸出電壓降低還是在R6兩端并聯(lián)電阻使輸出電壓升高，其變化幅度均以10％為限。間接取樣從正比于開關管導通期的其他部分取樣，如圖4—9所示。變壓器T二次側的輸出電壓為矩形波，采樣繞組輸出電流經二極管整流后變?yōu)橹绷鞲鶕?jù)繞組比，采樣電路輸出電壓與一次側電壓成正比關系，根據(jù)采樣電路電壓或者電流的變化將信號反饋給控制芯片UC3524，控制脈沖的輸圖4—9間接取樣電路出，使電路工作穩(wěn)定。本設計所采用的取樣電路為間接取樣電路，它的優(yōu)點是可以減小主電路的復雜程度，排除采樣電路對主電路的干擾，又可靈敏地對主電路的變化做出快速的反應，可根據(jù)電路的實際需要改變采樣繞組的匝數(shù)來改變取樣電壓輸出值。當然，它也有一定的缺點，增加采樣繞組要增大變壓器的體積與重量，增加設備的造價。第5章電路主要參數(shù)計算按照設計要求，輸出電壓為220V，50HZ的方波。由UC3524的引腳功能可知，6腳的RT和7腳CT共同決定電路的輸出頻率。振蕩器的輸出頻率的計算公式為:（3-1）當UC3524為兩路輸出脈沖時，每路輸出最大脈寬為45％.驅動推挽電路時,次級電路得到兩組正向脈沖分別使內部兩組放大管輪流導通,其最大脈寬為90%。因為兩組驅動輸出極性相同，只是在時間軸上出現(xiàn)的序列不同，所以可以將兩驅動輸出脈寬并聯(lián),將輸出最大脈寬90%的單端驅動脈沖，用于單端變換器。分成兩路輸出，振蕩頻率為開關頻率的兩倍.即晶閘管的開關頻率為：（3—2)由周期與頻率之間的關系得，晶閘管的導通時間為：.系統(tǒng)輸出的頻率為50HZ,則HZ，可選擇RT=10KΩ，CT=1μF。按輸出脈沖最大寬度為45％計算，一次側輸出電壓的計算公式為：（3—3）按此公式可得：.考慮到電路的的效率一般為90%左右，按90％計算。變壓器初、次級繞組與電壓的關系為：。由此關系式可得：?？紤]到電壓損耗,取損耗系數(shù)為1。2，則：,取整數(shù)為?？偨Y逆變電源設備廣泛應用于科學研究、經濟建設、國防設施及人民生活等各個方面,是電子設備和機電設備的基礎。在本次畢業(yè)設計中,通過對逆變電源主電路、控制電路等電氣控制電路環(huán)節(jié)的設計以及對電路元件參數(shù)的計算與選擇，了解了逆變電源設計的全過程,鞏固和加強了本專業(yè)的專業(yè)理論知識，同時設計也滿足了現(xiàn)代工程設計的要求,達到了預期的目標。在設計過程中，控制與驅動電路的設計是本設計的重點和難點。設計控制電路的目的是通過驅動、放大電路控制系統(tǒng)主電路中功率開關元件的通斷，使系統(tǒng)裝置可靠工作.另外，由于設計時間倉促和知識的有限，在系統(tǒng)設計中也存在著和一些需要解決的問題。這些都需要以后在工作實踐中不斷學習、探索和積累經驗加以解決。總之，本畢業(yè)設計在理論上是可行的，但在具體應用時還需要不斷改進設計思路，提高設計方法,解決實際中遇到的新問題。參考文獻［1］辛伊波。開關電源基礎與應用［M］。西安:西安電子科技大學出版社，2011.12[2]王兆安，劉進軍。電力電子技術［M]。西安：機械工業(yè)出版社，2009。［3]劉鳳君.現(xiàn)代逆變技術及應用［M].北京:電子工業(yè)出版社，2006.9［4］黃俊等.電力電子技術[M］。北京：機械工業(yè)出版社，2000[5］徐德鴻。開關電源設計指南[M]。北京:機械工業(yè)出版社，2002［6]陳道煉。DC-AC逆變技術及其應用［M］。北京：機械工業(yè)出版社，2003。11［7］楊旭等.開關電源技術［M］.北京:機械工業(yè)出版社，2004.3［8］周志敏.開關電源實用技術設計與應用［M］.北京：人民郵電出版社，2003[9]曲學基等。穩(wěn)定電源電路設計手冊[M］.北京:電子工業(yè)出版社，2003。10［10]李愛文?，F(xiàn)代逆變技術及其應用[M］。上海，科學出版社，2000[11]王小雙，趙靜。300W50HZ逆變電源設計［J］。西安，《車輛與工程》，2011致謝感謝尊敬的辛老師在畢業(yè)設計中對我給予悉心指導,在我畢業(yè)設計寫作期間,老師給我提供很多專業(yè)知識上的指導,沒有老師這樣的幫助,我是不會這樣順利的完成畢業(yè)設計的，借此機會，我向老師表示感謝。還要感謝和我一起做畢業(yè)設計的同學。在做畢業(yè)設計的時間里，我們互相學習互幫互助，他們給我提出了很多寶貴的意見，給了我不少的幫助和支持,在此也真誠的感謝你們.正是在這樣的一個團結友愛，相互促進的環(huán)境中，在和你們幫助和啟發(fā)中，才有我今天小小的收獲。通過這一個學期的畢業(yè)設計,從開始任務到圖書館查找資料,到設計電路圖,我學到了課堂上學習不到的知識。上課時總覺得所學的知識太抽象，沒什么用途，現(xiàn)在終于認識到了它的重要性。平時上課老師講的內容感覺都聽明白了,但真正到了用的時候卻不怎么會用了，經過這次畢業(yè)設計才知道，要真正學好一門課程，并不是把每一章的內容搞懂就行了，學習是一個循序漸進的過程，需要前后關聯(lián)，上下總結。最后感謝辛老師感謝大家給予的幫助！外文資料翻譯SwitchingPowerSupplyDesignSwitchingpowersupplyworkinhighfrequency，highpulsestate，areanalogcircuitsinaratherspecialkind.Switchingpowersupplyisdividedinto,twoformsofisolationandnon—isolated，isolatedheremainlytotalkaboutswitchingpowersupplytopologiesformbelow,non-specified,aretoisolatethepower。Isolatedpowersupplyinaccordancewiththestructureofdifferentforms，canbedividedintotwocategories：aforwardandflyback。FlybacktransformerprimarysidemeansthatwhentheVice-edgeconductioncut-off,transformerstorage。Closeoftheprimary,secondarysideconduction，theenergyreleasedtotheloadofworkstatus,generalconventionalflybackpowermultiplex，twin—tubeisnotcommon.Forwardreferstotheprimaryconductionintransformersecondarysidewhilethecorrespondingoutputvoltageisinducedintotheload,thedirecttransferofenergythroughthetransformer。Accordingtospecificationscanbedividedintoconventionalforward，includingthesingle-transistorforward,DoubleForward.Half—bridge,bridgecircuitsareallforwardcircuit。

Forwardandflybackcircuitshavetheirowncharacteristicsintheprocessofcircuitdesigntoachieveoptimalcost-effective，canbeappliedflexibly。Usuallyinthelow-powerflybackcanbeadopted.Slightlylargerforwardcircuitcanuseasingletube,medium-powercanuseDoubleForwardcircuitorhalf-bridgecircuit，low-voltagepush—pullcircuit，andthehalf—bridgeworkinthesamestate.Highpoweroutput,generallyusedbridgecircuit，lowvoltagecanbeappliedpush-pullcircuit.

Flybackpowersupplybecauseofitssimplestructure,andtocutthesizeofasimilarsizeandtransformerinductance，thepowersupplyinthemediumhasbeenwidelyapplied.Presentationreferredtoinsomeflybackpowersupplycandodozensofwatts,outputpowerexceeding100wattswouldbenoadvantagetothemdifficult。Undernormalcircumstances,Ithinkso,butitcannotbegeneralized，PI'sTOPchipscando300watts，anarticledescribestheflybackpowersupplycanbeontheKW,butnotseeninkind.Poweroutputandtheoutputvoltagelevel.

Flybackpowertransformerleakageinductanceisacriticalparameter，becausethepowerneedsoftheflybacktransformerstoredenergy，tomakefulluseoftransformercore,thegeneralmustbeopeninthemagneticcircuitairgap，theaimistochangethecorehysteresisbacklineoftheslope，sothattransformerscanwithstandtheimpactofalargepulsecurrent，whichisnotcoreintosaturationnon-linearstate，themagneticcircuitinthehighreluctanceairgapinthestate，generatedinthemagneticfluxleakageismuchlargerthancompletelyclosedmagneticcircuit.

Transformercouplingbetweenthefirstpoleisthekeyfactordeterminingtheleakageinductance,thecoiltobeverycloseasfaraspossiblethefirsttime，thesandwichcanbeusedaroundthelaw，butthiswouldincreasethedistributedcapacitancetransformer。Usecoreascorewithalongwindow，canreducetheleakageinductance,suchastheuseofEE,EF，EER，PQ—basedEItypemagneticcoreeffectivethangood。

Thedutycycleofflybackpowersupplies,inprinciple，themaximumdutycycleofflybackpowersupplyshouldbelessthan0。5，otherwisenoteasyloopcompensationmaybeunstable，buttherearesomeexceptions，suchastheU.S。PIhasintroducedtheTOPserieschipcanworkundertheconditionsofdutycycleisgreaterthan0。5。

Dutycyclebythetransformerturnsratiotodetermineformerdeputyside,Iamananti-shockviewis,firstdeterminethereflectedvoltage（outputvoltagereflectedthroughthetransformercouplingtheprimaryvoltagevalue），reflectingacertainvoltagerangeofvoltageincreaseisdutycycleincreases,lowerpowerloss.Reducethereflectedvoltagedutycycledecreases,increasespowerloss.Ofcourse，thisisaprerequisite，whenthedutycycleincreases,itmeansthattheoutputdiodeconductiontime,inordertomaintainoutputstability,moretimewillbetoensurethattheoutputcapacitordischargecurrent,theoutputcapacitorwillbeunderevengreaterhigh-frequencyripplecurrenterosion，whileincreasingitsheat，whichinmanycircumstancesisnotallowed。

Dutycycleincreases，changethetransformerturnsratio，transformerleakageinductancewillincrease,itsoverallperformancechange，whentheleakageinductanceenergylargeenough,canswitchtofullyoffsetthelargeaccountspacetobringlow-loss,nofurtherincreasewhenthemeaningofduty,becausetheleakageinductancemayevenbetoohighagainstthepeakvoltagebreakdownswitch。Leakageinductanceaslarge，maymaketheoutputripple,andotherelectromagneticindicatorsdeteriorated.Whenthedutyhours,thehighRMScurrentthroughtheswitch,transformerprimarycurrentrmsandloweredtheconverterefficiency,butcanimprovetheworkingconditionsoftheoutputcapacitortoreducefever.Howtodeterminethetransformerreflectedvoltage（dutycycle)

Somenetizenssaidswitchingpowersupplyfeedbackloopparametersettings，workstatusanalysis.Sincehighschoolmathematicsisratherpoor，"AutomaticControlTheory，”almostonthemake—up,andforthedoorisstillfeelingfear，andnowcannotwriteacompleteclosed—loopsystemtransferfunction，zeroforthesystem,theconceptoffeelingpolevague,seeBodeplotisonlyabouttoseeisadivergenceorconvergence，sothefeedbackcompensationcannotnonsense，butthereareanumberofrecommendations。Ifyouhavesomemathematicalskills，andthenhavesometimetolearnthentheUniversityofTextbooks,"PrinciplesofAutomaticControl”digestlookcarefullytofindout，combinedwithpracticalswitchingpowersupplycircuit，accordingtotheworkofstateforanalysis.Willbeharvested，theForumhasamessage，”coachfeedbacklooptostudythedesign，debugging,”inwhichCMGgoodanswer，Ithinkwecanreference。

Thentoday,onthedutycycleofflybackpowersupply（Iamconcernedaboutthereflectedvoltage,consistentwiththedutycycle）,thedutycyclewiththevoltageselectionswitchisrelatedtosomeearlyflybackswitchingpowersupplyusingalowpressuretube，suchas600Vor650VAC220Vinputpowerasaswitch,perhapswhentheproductionprocess,highpressuretubes，easytomanufacture,orlow—pressurepipesaremorereasonableconductionlossesandswitchingcharacteristics,asthislinereflectedvoltageca