移動通信第二章

第2章調(diào)制解調(diào)2.1概述2.2數(shù)字頻率調(diào)制2.3數(shù)字相位調(diào)制2.4正交振幅調(diào)制(QAM)2.5擴(kuò)展頻譜調(diào)制2.6多載波調(diào)制第一，帶寬有限它取決于使用的頻率資源和信道的傳播特性；移動通信信道的基本特征高的頻譜利用率第二，干擾和噪聲影響大這主要是移動通信工作的電磁環(huán)境所決定的；強的抗干擾能力強的抗衰落能力第三，存在著多徑衰落2、恒定包絡(luò)（連續(xù)相位）調(diào)制技術(shù)1、線性調(diào)制技術(shù)“線性”是要求通信設(shè)備從頻率變換到放大和發(fā)射的過程中保持充分的線性。因此，需要采用成本相對較高的線性功率放大器件。兩類主要的數(shù)字調(diào)制方式優(yōu)點：已調(diào)信號具有相對窄的功率譜和對放大設(shè)備沒有線性要求，可采用限幅器、低成本的非線性高效功率放大器件。

缺點：其頻譜利用率通常低于線性調(diào)制技術(shù)。恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)☆

MSK☆

GMSK☆

GFSK☆

TFM優(yōu)點：1）已調(diào)信號具有相對窄的功率譜，極低的旁瓣能量；缺點：頻譜利用率通常低于線性調(diào)制技術(shù)。2）功率利用率高：對放大設(shè)備沒有線性要求，即，可使用高效率的C類高頻功率放大器。線性調(diào)制技術(shù)☆PSK☆QPSK☆DQPSK☆OK-QPSK☆π/4－DQPSK☆多電平PSK優(yōu)點：高的頻譜利用率！缺點：低的功率利用率！MSK

（最小移頻鍵控調(diào)制）☆

MSK是一種特殊形式的FSK?！铑l差是滿足兩個頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，則調(diào)制系數(shù)☆要求相位連續(xù)。MSK調(diào)制是一種恒包絡(luò)調(diào)制，這是因為MSK是屬于二進(jìn)制連續(xù)相位移頻鍵控的一種特殊的情況，它不存在相位躍變點，因此在限帶系統(tǒng)中，能保持恒包絡(luò)特性。MSK的相位軌跡在一個比特區(qū)間內(nèi)，相位線性地增加或減少π/2。MSK信號的功率譜密度與QPSK相比，MSK具有較寬的主瓣，旁瓣下降速率較快。GMSK（高斯濾波的最小移頻鍵控調(diào)制）盡管MSK信號已具有較好的頻譜和誤比特率性能，但仍不能滿足功率譜在相鄰頻道取值(即鄰道輻射)低于主瓣峰值60dB以上的要求。GMSK信號的產(chǎn)生原理框圖GMSK的相位軌跡GMSK相位路徑平滑，它消除了MSK相位路徑在碼元轉(zhuǎn)換時刻的相位轉(zhuǎn)折點。GMSK信號的功率譜密度B：高斯濾波器3dB帶寬。GSM系統(tǒng)中，要求在歸一化頻差(f-fc)T=1.5時功率譜密度低于60dB，在高斯濾波器的歸一化3dB帶寬BTb=0.3時GMSK的功率譜即可滿足要求。：比特周期。1、GMSK信號頻譜隨著歸一化3dB帶寬BTb值的減小，所對應(yīng)的GMSK信號的功率譜愈緊湊，即譜利用率愈好，但碼元間干擾造成的性能下降加劇。2、從譜利用率和誤碼率雙方考慮，BTb值應(yīng)該折中選擇。GMSK信號的功率譜密度由圖可見：在GSM系統(tǒng)中歸一化3dB帶寬BTb=0.3！QPSK和OQPSK(a)QPSK(b)OQPSK1、QPSK和OQPSK的產(chǎn)生原理2、QPSK和OQPSK的星座圖(a)QPSK(b)OQPSK從相位跳變上可判斷，OQPSK信號頻譜旁瓣要低于QPSK信號的旁瓣。π/4-DQPSK調(diào)制π/4-DQPSK是對QPSK信號的特性進(jìn)行改進(jìn)的一種調(diào)制方式。改進(jìn)一：相位跳變的改變。改進(jìn)二：解調(diào)方式的改變。美國的IS-136數(shù)字蜂窩系統(tǒng)、日本的數(shù)字蜂窩系統(tǒng)(PDC)和美國的個人接入通信系統(tǒng)(PACS)。應(yīng)用：π/4-DQPSK的最大相位跳變值介于OQPSK和QPSK之間。π/4-DQPSK可采用非相干解調(diào)，從而大大簡化接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。1、π/4-DQPSK信號的產(chǎn)生原理框圖相位跳變規(guī)則2、π/4-DQPSK相位的星座圖不同調(diào)制方式的功率譜密度由上述功率譜密度圖形可見MSK、GMSK的頻譜效率介于BPSK與QPSK之間，即比BPSK好，但不如QPSK，因為QPSK第一零點在歸一化頻率處，而BPSK的第一零點在的位置，MSK與GMSK的第一零點在的位置。OQPSKBPSKGMSK1）由上述功率譜密度圖形可見MSK、GMSK的頻譜效率介于BPSK與QPSK之間，即比BPSK好，但不如QPSK。結(jié)論：2）從抗干擾性即功率效率看，GMSK最好，MSK次之，QPSK與BPSK性能最差。2.4正交振幅調(diào)制(QAM)QAM通過相位和振幅的聯(lián)合控制，可以得到更高頻譜效率，從而可在限定的頻帶內(nèi)傳輸更高速率的數(shù)據(jù)。QAM在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。正交振幅調(diào)制的一般表達(dá)式:振幅Am和Bm可以表示成：式中，A是固定的振幅，(dm,em)由輸入數(shù)據(jù)確定。(dm,em)決定了已調(diào)QAM信號在信號空間中的坐標(biāo)點。(a)QAM調(diào)制框圖(b)QAM解調(diào)框圖QAM信號的結(jié)構(gòu)設(shè)計準(zhǔn)則QAM信號的結(jié)構(gòu)不僅影響到已調(diào)信號的功率譜特性，而且影響已調(diào)信號的解調(diào)及其性能。在信號功率相同的條件下，選擇信號空間中信號點之間距離最大的信號結(jié)構(gòu)，同時還要考慮解調(diào)的復(fù)雜性。設(shè)計準(zhǔn)則：M進(jìn)制方型QAM星座圖(b)16QAM(a)4QAM(c)64QAMM進(jìn)制星型QAM星座圖(b)16QAM(a)4QAM(c)64QAM例：下圖是在限定信號點數(shù)目M=8,要求這些信號點僅取兩種振幅值，且信號點之間的最小距離為2A的條件下，得到的幾種信號空間結(jié)構(gòu)。（1）星型QAM的振幅環(huán)由方型的3個減少為2個。星型QAM有利于接收端的自動增益控制和載波相位跟蹤。（2）星型QAM的相位由方型的12種減少為8種。結(jié)論：方型16QAM與星型16QAM星座比較2.5擴(kuò)展頻譜調(diào)制1.擴(kuò)展頻譜通信的基本概念擴(kuò)頻通信技術(shù)是一種信息傳輸方式；

在發(fā)端采用擴(kuò)頻碼調(diào)制，使信號所占的頻帶寬度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的帶寬；

在收端采用相同的擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)以恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。1）信號的頻譜被展寬了；2）采用擴(kuò)頻碼序列調(diào)制的方式來展寬信號頻譜；3）在接收端用相關(guān)解擴(kuò)來解調(diào)。解釋：

在給定的傳輸速率C不變的條件下，頻帶寬度W和信噪比S／N是可以互換的。即可通過增加頻帶寬度的方法，在較低的信噪比S／N情況下，傳輸可靠的信息。

C：信道容量(用傳輸速率度量)；W：信號頻帶寬度；S/N：信道輸出信噪比（即接收機(jī)輸入信噪比）。

擴(kuò)頻通信的理論依據(jù)仙農(nóng)(Shannon)公式：擴(kuò)展頻譜換取對信噪比要求的降低，正是擴(kuò)頻通信的重要特點，為擴(kuò)頻通信的應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。理論分析表明，各種擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗干擾能力大體上都與擴(kuò)頻信號帶寬B與信息帶寬Bm之比成正比。擴(kuò)頻通信的主要性能指標(biāo)：表示了擴(kuò)頻系統(tǒng)信噪比改善的程度。1、擴(kuò)頻增益2、抗干擾容限定義：指在保證系統(tǒng)正常工作的條件下，接收機(jī)能夠承受的干擾信號比有用信號高出的分貝數(shù)?？梢姡垢蓴_容限Mj與擴(kuò)頻處理增益GP成正比，GP提高后，Mj大大提高，甚至信號在一定的噪聲湮沒下也能正常通信。體現(xiàn)了擴(kuò)頻通信系統(tǒng)能在多大干擾環(huán)境下正常工作的能力！例：一個擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益為35dB，要求誤碼率小于10-5信息數(shù)據(jù)解調(diào)的最小的輸出信噪比(S/N)0<10dB，系統(tǒng)損耗Ls=3dB，則抗干擾容限？這說明系統(tǒng)能在干擾輸入功率電平比擴(kuò)頻信號功率電平高22dB的范圍內(nèi)正常工作，也就是說該系統(tǒng)能夠在接收輸入信噪比大于或等于-22dB的環(huán)境下正常工作。則，Mj=35－(10+3)=22dB1)直接序列(DS)擴(kuò)頻擴(kuò)頻：在發(fā)端直接用具有高碼率的擴(kuò)頻碼序列去擴(kuò)展信號的頻譜。解擴(kuò)：在收端，用相同的擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行解擴(kuò)，把展寬的擴(kuò)頻信號還原成原始的信息。直接序列擴(kuò)展頻譜示意圖載波窄脈沖序列+1-1+1+1-1-1Bipolar

data

sequence0 1 0

1BitBits/sChips/sChipCode(1-11-1)

SignalChips/s直擴(kuò)原理波形圖擴(kuò)頻通信中，頻譜寬度與功率譜密度示意直擴(kuò)通信系統(tǒng)原理框圖各點波形：直擴(kuò)通信系統(tǒng)原理波形圖OC4OC3OC2OC1RF

調(diào)制RF

解調(diào)OC3數(shù)據(jù)信道1數(shù)據(jù)信道2數(shù)據(jù)信道3數(shù)據(jù)信道4接收機(jī)本例中接收機(jī)采用正交碼3與復(fù)合信號進(jìn)行相關(guān)操作；結(jié)果是可以完全無干擾地重建信道3的數(shù)據(jù)；為了實現(xiàn)這個完全的正交性，各個正交碼必須具有嚴(yán)格地時間同步。線性相加發(fā)射機(jī)正交碼多址技術(shù)2)跳頻(FH)用偽隨機(jī)碼控制發(fā)射機(jī)的載頻，使載波頻率隨偽隨機(jī)碼的變化而跳變，從而擴(kuò)展發(fā)射信號的頻率變化范圍，即擴(kuò)展傳輸帶寬。頻率跳變圖案跳頻原理框圖發(fā)端信息碼序列與擴(kuò)頻碼序列組合后按照不同的碼字去控制頻率合成器。在收端，為了解調(diào)跳頻信號，需要用與發(fā)端完全相同的本地擴(kuò)頻碼發(fā)生器去控制本地頻率合成器。地址碼的功能1）擴(kuò)展頻譜2）區(qū)分不同用戶3）抗多徑干擾、抗多徑衰落4）信息數(shù)據(jù)的隱蔽和保密5）捕獲和同步理想地址/擴(kuò)頻碼的特性1）尖銳的自相關(guān)特性2）處處為零的互相關(guān)特性3）足夠多的地址碼碼組4）不同碼元數(shù)平衡相等5）盡可能長的復(fù)雜度（使敵方不易破壞，對信息的保密有用）6）具有近似噪聲的頻譜，即近似連續(xù)譜且均勻分布1、相關(guān)性的概念2.5.3偽隨機(jī)(PN)序列1）自相關(guān)函數(shù)的定義表示信號與其自身時延以后的信號之間的相似性的。(a)任一隨機(jī)噪聲波形的時間波形(b)是(a)圖的自相關(guān)函數(shù)互相關(guān)函數(shù)表示為：2）互相關(guān)函數(shù)的定義互相關(guān)性的概念在碼分多址通信中尤為重要。在碼分多址系統(tǒng)中，不同的用戶應(yīng)選用互相關(guān)性小的信號作為地址碼。兩個不同信號的相似性則需用互相關(guān)函數(shù)來表征。如果上式為0，兩波形是正交的！否則是非正交的。2、碼序列的相關(guān)性1）碼序列的自相關(guān)函數(shù)xi：周期長度為P的某一碼序列；xi+τ：xi移位τ后的碼序列。自相關(guān)系數(shù)：自相關(guān)系數(shù)值最大不超過1。2）分析m序列的自相關(guān)特性:例：n=4碼序列產(chǎn)生器電路。假設(shè)起始狀態(tài)為1111，在時鐘脈沖CP作用下，逐級移位，D3D4作為D1輸入。則產(chǎn)生的序列為：111100010011010

其周期為P=24-1=15。表2-3n=4碼序列產(chǎn)生過程設(shè)為A序列A序列位移4比特(即τ=4Tc)的碼序列為B：可求得自相關(guān)系數(shù)：111100010011010A×BA序列B序列①A序列位移4比特后自相關(guān)系數(shù)碼元寬度為Tc的A序列波形：可求得自相關(guān)系數(shù)：②

A序列位移1比特后自相關(guān)系數(shù)111100010011010A序列A序列位移1比特(即τ=Tc)的碼序列為B：A×BB序列③

A序列與其自身的自相關(guān)系數(shù)此時自相關(guān)系數(shù)達(dá)最大:A序列A×AA序列④

其它的位移值時，A序列的自相關(guān)系數(shù)當(dāng)位移值為時，自相關(guān)系數(shù)均為：時自相關(guān)系數(shù)達(dá)最大:只有例：15位碼序列的自相關(guān)系數(shù)曲線

15位碼序列的自相關(guān)系數(shù)曲線兩者比較接近，尤其當(dāng)碼序列周期P越大，則1/P越小，兩者接近程度也越好！隨機(jī)噪聲的自相關(guān)函數(shù)具有二值的尖銳特性m序列與隨機(jī)噪聲

自相關(guān)系數(shù)曲線比較：對于二進(jìn)制序列，其自相關(guān)系數(shù)也可由下式求得：A：相對應(yīng)碼元相同的數(shù)目；D：相對應(yīng)碼元不同的數(shù)目；P：碼序列周期長度。二進(jìn)制序列自相關(guān)系數(shù)表達(dá)式2)碼序列的互相關(guān)對于二進(jìn)制碼序列，周期均為P的兩個碼序列x和y，其相關(guān)函數(shù)稱為互相關(guān)函數(shù)，記作R(x,y)，即其互相關(guān)系數(shù)為:在碼分多址中，希望采用互相關(guān)小的碼序列，理想情況是希望ρx,y(τ)=0，即兩個碼序列完全正交。碼長為4的4組正交碼的波形2、m序列的產(chǎn)生

m序列是最長線性移位寄存器序列的簡稱。

n級移位寄存器能產(chǎn)生的最大長度的碼序列為2n-1位。Ⅱ）n=42的長碼m序列。(1)m序列的含義應(yīng)用：在CDMA蜂窩系統(tǒng)中，使用了兩種m序列：Ⅰ）n=15的短碼m序列；(2)m序列產(chǎn)生原理圖n級循環(huán)序列發(fā)生器的模型圖中C0，C1，…，Cn均為反饋線，其中C0=Cn=1，表示反饋連接。因為m序列是由循環(huán)序列發(fā)生器產(chǎn)生的，因此C0和Cn肯定為1。m序列的最大長度取決于移位寄存器的級數(shù)，而碼的結(jié)構(gòu)取決于反饋抽頭的位置和數(shù)量。部分m序列反饋系數(shù)表初始狀態(tài)不同，輸出序列有何變化？上面假設(shè)一種初始狀態(tài)，如果反饋邏輯關(guān)系不變，換另一種初始狀態(tài)，則產(chǎn)生的序列仍為m序列，只是起始位置不同而已。表2–6

Ci=45不同初始狀態(tài)下的輸出序列初始狀態(tài)能為全0嗎？表2-75級移位寄存器的不同反饋系數(shù)的m序列移位寄存器級數(shù)(n)相同，但反饋邏輯不同，則產(chǎn)生的m序列就不同。m

序列是一種隨機(jī)序列，具有隨機(jī)性,其自相關(guān)函數(shù)具有二值的尖銳特性，但互相關(guān)函數(shù)是多值的。(3)m序列的特性①m序列的自相關(guān)函數(shù)式中，A為對應(yīng)位碼元相同的數(shù)目；D為對應(yīng)位碼元不同的數(shù)目。自相關(guān)系數(shù)為:(τ=0)(τ≠0,τ=1,2,…,P-1)m序列的自相關(guān)系數(shù)曲線由圖可知，m序列的自相關(guān)系數(shù)在τ=0處出現(xiàn)尖峰，并以PTc時間為周期重復(fù)出現(xiàn)。尖峰底寬2Tc。Tc越小，相關(guān)峰越尖銳。周期P越大，|-1/P|就越小。在這種情況下，m序列的自相關(guān)特性就越好。

②m序列的互相關(guān)函數(shù)兩個碼序列的互相關(guān)函數(shù)是兩個不同碼序列一致程度(相似性)的度量。當(dāng)使用碼序列來區(qū)分地址時，必須選擇碼序列互相關(guān)函數(shù)值很小的碼，以避免用戶之間互相干擾。研究表明，兩個長度周期相同，由不同反饋系數(shù)產(chǎn)生的m序列，其互相關(guān)函數(shù)(或互相關(guān)系數(shù))與自相關(guān)函數(shù)相比，沒有尖銳的二值特性，是多值的。例：兩個m序列(P=31)互相關(guān)函數(shù)曲線兩個m序列(P=31)互相關(guān)函數(shù)曲線自相關(guān)函數(shù)曲線互相關(guān)函數(shù)曲線3、m序列的優(yōu)選對與Gold序列如果兩個m

序列，它們的互相關(guān)函數(shù)滿足下式條件：n為奇數(shù)；n為偶數(shù)(但不是4的倍數(shù))。則這兩個m序列可構(gòu)成優(yōu)選對。構(gòu)成優(yōu)選對的m序列的互相關(guān)特性較好！可作為地址碼。見書P72-73(1)m序列優(yōu)選對Gold碼是m序列的復(fù)合碼，它是由兩個碼長相等、碼時鐘速率相同的m序列優(yōu)選對模2加組成的。(2)Gold序列圖2–64Gold序列構(gòu)成示意圖Gold序列數(shù)比m序列數(shù)多得多，并且均為優(yōu)選對，都可作為地址碼使用。因此，Gold序列在多址技術(shù)中，得到了廣泛的應(yīng)用。4、Walsh函數(shù)

Walsh函數(shù)是一種非正弦的完備正交函數(shù)系。

Walsh函數(shù)可用哈達(dá)瑪(Hadamard)矩陣H表示。正交方陣是指它的任意兩行(或兩列)都是互相正交的。Hadamard矩陣H是由+1和-1元素構(gòu)成的正交方陣。或例如，2階Hadamard矩陣H2為它僅有可能的取值：+1和-1(或0和1)?；?階Hadamard矩陣為:或例如，2階Hadamard矩陣H2為:Hadamard矩陣一般關(guān)系式為：8階Walsh函數(shù)的波形從圖發(fā)現(xiàn)Walsh函數(shù)在（0,1)區(qū)間內(nèi)，除Wal(0,t)外，其余Walsh函數(shù)取+1和取-1時間是相等的，因此互相關(guān)系數(shù)為零。

2.6多載波調(diào)制2.6.1多載波傳輸系統(tǒng)基本思想：多載波傳輸首先把一個高速的數(shù)據(jù)流分解為若干個低速的子數(shù)據(jù)流，然后，每個子數(shù)據(jù)流經(jīng)過調(diào)制和濾波，去調(diào)制相應(yīng)的子載波，從而構(gòu)成多個并行的已調(diào)信號，經(jīng)過合成后進(jìn)行傳輸?；窘Y(jié)構(gòu)：串行和并行的概念OFDM系統(tǒng)中，利用串并轉(zhuǎn)換實現(xiàn)并行數(shù)據(jù)傳輸.串行傳輸：傳統(tǒng)串行通信系統(tǒng)中，符號連續(xù)串行傳輸每個數(shù)據(jù)符號占用所有可用頻帶;數(shù)據(jù)速率很高時，在頻率選擇性衰落信道和多徑時延擴(kuò)展信道中會產(chǎn)生嚴(yán)重的符號間干擾.串行和并行的概念并行傳輸：單個數(shù)據(jù)只占用整個頻帶的一部分;由于整個信道帶寬被分割成多個窄帶子頻帶，單個信道的頻率響應(yīng)相對較為平坦;并行傳輸體制提供了對抗串行傳輸體制頻率選擇性衰落的可能性.單載波和多載波傳輸在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或者干擾就可以導(dǎo)致整個傳輸鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時刻只會有少部分的子信道會受到深衰落或干擾的影響，因此多載波系統(tǒng)具有較高的傳輸能力以及抗衰落和干擾能力。子載波頻率設(shè)置(a)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用；(b)

3dB頻分復(fù)用；(c)OFDM在多載波傳輸技術(shù)中，對每一路載波頻率（子載波）的選取可以有多種方法，它們的不同選取將決定最終已調(diào)信號的頻譜寬度和形狀。子載波頻率設(shè)置——傳統(tǒng)的頻分復(fù)用FDM方法：各子載波間的間隔足夠大，從而使各路子載波上的已調(diào)信號的頻譜不相重疊，即FDM。缺點：頻譜的利用率低，子信道之間要留有保護(hù)頻帶，而且多個濾波器的實現(xiàn)也有不少困難。優(yōu)點：實現(xiàn)簡單、直接。子載波頻率設(shè)置——3dB頻分復(fù)用各子載波間的間隔選取使得已調(diào)信號的頻譜部分重疊，使復(fù)合譜是平坦的。重疊的譜的交點在信號功率比峰值功率低3dB處。子載波頻率設(shè)置——OFDM各子載波是互相正交的，且各子載波的頻譜有1/2的重疊。該調(diào)制方式被稱為正交頻分復(fù)用。（Orthogonalfrequencydivisionmultiplexing）OFDM系統(tǒng)節(jié)省帶寬OFDM系統(tǒng)帶寬比FDMA系統(tǒng)的帶寬可以節(jié)省一半。OFDM系統(tǒng)既可維持發(fā)送符號周期遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于多徑時延，又能支持高速的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，且不需要復(fù)雜的信道均衡。

信道均衡是經(jīng)典的抗碼間干擾技術(shù)，在許多移動通信系統(tǒng)中都采用了均衡技術(shù)消除碼間干擾。但如果數(shù)據(jù)速率非常高，采用單載波傳輸，往往要設(shè)計幾十甚至上百個抽頭的均衡器，給硬件設(shè)計帶來困難。

系統(tǒng)的通信能力實際上受制于信道的傳播特性。對于高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，發(fā)送符號的周期可以與時延擴(kuò)展相比擬，甚至小于時延擴(kuò)展，此時將引入嚴(yán)重的碼間干擾，導(dǎo)致系統(tǒng)性能的急劇下降。為什么引入OFDM技術(shù)？OFDM發(fā)展歷史☆最初的思想于1960年代中期提出，采用并行數(shù)據(jù)傳輸和頻分復(fù)用（FDM）；☆1960年代，OFDM在一些高頻軍事通信系統(tǒng)中得到應(yīng)用；☆

1971年，Weinstein和

Ebert提出利用DFT變換來實現(xiàn)OFDM的調(diào)制解調(diào).☆80年代，研究在數(shù)字移動通信的高速調(diào)制解調(diào)和高密度存儲中應(yīng)用OFDM技術(shù)。☆1980年，Hirosaki提出采用均衡算法克服由于信道沖激響應(yīng)不理想以及定時和頻率偏差造成的符號間干擾ISI和載波間干擾ICI；☆1980年，Hirosaki還提出基于DFT實現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)。☆

1990年代，OFDM技術(shù)在寬帶數(shù)據(jù)通信中得到應(yīng)用基于FM信道的移動廣播系統(tǒng)

有線傳輸HDSLADSLVDSLDABDVBHDTV三個標(biāo)準(zhǔn)：歐洲COFDM、北美8-VSB、日本BST-OFDM無線局域網(wǎng)HIPERLAN2(歐洲)IEEE802.11a(美國)IEEE802.11g(美國)現(xiàn)在，OFDM已成為歐洲的DAB和HDTV標(biāo)準(zhǔn)；4G的首選方案！OFDM技術(shù)發(fā)展前景OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，它既可以被看作一種調(diào)制技術(shù)，也可以被看作一種復(fù)用技術(shù)。OFDM抗頻率選擇性衰落能力強、頻譜利用率高、便于與其他接入方式結(jié)合使用、可以使用高效的IFFT/FFT來實現(xiàn)等優(yōu)點，使它成為最有發(fā)展前途的多載波調(diào)制技術(shù)，已成為4G移動通信的核心技術(shù)。OFDM技術(shù)的基本原理OFDM信號由N個子載波組成，子載波的間隔為Δf（Δf=1/Ts），所有的子載波在符號周期Ts內(nèi)是相互正交的。

OFDM的基本原理：將高速的數(shù)據(jù)流分解為多路并行的低速數(shù)據(jù)流，在多個載波上同時進(jìn)行傳輸。對于低速并行的子載波而言，由于符號周期展寬，多徑效應(yīng)造成的時延擴(kuò)展相對變小。當(dāng)每個OFDM符號中插入一定的保護(hù)時間后，碼間干擾幾乎就可以忽略。OFDM符號內(nèi)包含三個子載波的情況在一個OFDM符號周期內(nèi)每個子載波都包含整數(shù)倍個，而且各個相鄰的子載波之間相差1個周期。各子載波如何實現(xiàn)正交性？Timedomain

Frequencydomain正交性

TimedomainFrequencydomainExampleoffoursubcarrierswithinoneOFDMsymbolSpectraofindividualsubcarriers

保護(hù)間隔和循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)中，需考慮兩種類型干擾:符號間干擾(ISI)：同一子信道在連續(xù)的時間間隔為T的FFT幀之間的串?dāng)_;載波間干擾(ICI)：同一FFT幀內(nèi)相鄰子信道或頻帶間的串?dāng)_.保護(hù)間隔和循環(huán)前綴為抑制ISI的影響，通常要引入保護(hù)間隔Tg，在Tg內(nèi)不傳輸數(shù)據(jù).保護(hù)間隔（或循環(huán)前綴）在OFDM系統(tǒng)用來對抗多徑衰落.:保護(hù)間隔

:多徑時延擴(kuò)展

情況下，雖然ISI得到很好抑制，但隨之出現(xiàn)了ICI問題.產(chǎn)生ICI的原因是：FFT間隔內(nèi)，子信道的周期數(shù)不再保持為整數(shù).產(chǎn)生ICI的原因：在FFT積分時間內(nèi)兩個子載波的周期不再是整倍數(shù)，從而不能保證正交性。保護(hù)時間FFT積分時間OFDM符號周期子載波1延遲的子載波2產(chǎn)生載波間干擾（ICI）的解釋在Tg內(nèi)不傳輸任何信息。時ISI得到很好抑制，但隨之出現(xiàn)了ICI問題！為了減小ICI，OFDM符號可以在保護(hù)時間內(nèi)發(fā)送循環(huán)擴(kuò)展信號，稱為循環(huán)前綴(CP)。因此只要多徑延時小于保護(hù)時間，就不會造成載波間干擾。OFDM符號的循環(huán)前綴結(jié)構(gòu)循環(huán)前綴是將OFDM符號尾部的信號搬移到頭部構(gòu)成的。這樣可以保證有時延的OFDM信號在FFT積分周期內(nèi)總是具有整倍數(shù)周期。子載波1子載波2子載波3時間連續(xù)的OFDM信號的表達(dá)式假定各子載波上的調(diào)制符號可以用Sn,k來表示，n表示OFDM符號區(qū)間的編號，k表示第k個子載波，則第n個OFDM符號區(qū)間內(nèi)的信號表示為：總的時間連續(xù)的OFDM信號表示為：基于IFFT/FFT實現(xiàn)的OFDM

OFDM信號的帶寬為B=N·Δf，信號必須以Δt=1/B=1/(N