lx-通信概論-脈沖編碼調制與增量調制

3.1

引言

3.2

模擬信號的抽樣（抽樣定理）

3.3

脈沖振幅調制（PAM）

3.4

模擬抽樣信號的量化

3.5

脈沖編碼調制（PCM）

3.6

差分脈沖編碼調制（DPCM）系統(tǒng)

3.7

增量調制（ΔM）系統(tǒng)

第3章脈沖編碼調制與增量調制本章內容簡介一.模擬信號與數(shù)字信號聲強

炭精送話器

電壓VR

炭精

tRVRt

E

(a)聲信號(b)聲電轉換電路(c)電信號

圖3-1

聲波通過炭精送話器產(chǎn)生模擬話音信號

■模擬信號3.1引言第3章脈沖編碼調制與增量調制模擬話音信號的特點：●時間取值連續(xù)性

時間取值連續(xù)性表明在任意小的時間段（⊿t≠0）內的這種信號必須用無數(shù)點的瞬時值來表達?！穹热≈颠B續(xù)性

幅度取值連續(xù)性表明在任意小的限定幅度（最大Vmax，最小Vmin，且Vmax-Vmin≠0）范圍內，任一時刻的信號幅度有無限多的取值可能。

我們通常把時間段（⊿t≠0）內的這種必須用無數(shù)點的瞬時值來表達，其幅度有無限多種取值可能（盡管有最大，最小值限制）的這種模擬信號稱作連續(xù)時間模擬信號，而把時間上不連續(xù)的模擬信號為離散時間模擬信號。

一.模擬信號與數(shù)字信號3.1引言■模擬信號第3章脈沖編碼調制與增量調制數(shù)字信號是時間和幅度取值都不連續(xù)的(稱為離散的)信號。

TsTsT

10101101

t1t2t3t4t5t6t7t8t

（a）二進制數(shù)字信號

10213221

t1t2t3t4t5t6t7t8t

（b）四進制數(shù)字信號

圖3-2典型的兩種數(shù)字信號

上圖示出的兩種數(shù)字信號都是單極性（只有正電平和零電平，沒有負電平）的不歸零（代表“1”或“2”和“3”的正脈沖電平維持整個碼元寬度Ts）矩形碼。實際中可能采用雙極性（不僅有正電平和零電平，還有負電平）的，或者是歸零碼（代表“1”或“2”和“3”的正脈沖電平維持一定寬度τ，τ≤Ts），碼的形狀也不一定是矩形。

一.模擬信號與數(shù)字信號3.1引言■數(shù)字信號第3章脈沖編碼調制與增量調制①強的抗干擾能力

數(shù)字信號只要畸變的程度被控制在不超過某一限度，接收端可以無失真地恢復原信號。

（a）發(fā)送數(shù)字信號

（b）受干擾畸變的信號

（c）再生判決時鐘

（d）恢復的數(shù)字信號

圖3-3從受干擾畸變的信號中正確再生原始數(shù)字信號

一.模擬信號與數(shù)字信號3.1引言■數(shù)字通信的優(yōu)越性第3章脈沖編碼調制與增量調制一.強的抗干擾能力二.傳輸距離遠，信號質量好三.便于加密，保密性強四.能夠進行時分多路復用便于與各種非話數(shù)據(jù)業(yè)務綜合便于處理設備的大規(guī)模集成電路化■數(shù)字通信的缺點●占用頻帶較寬（一路模擬話音占用頻帶約4kHz，而一路PCM數(shù)字話音信號要占用頻帶60kHz以上）。●數(shù)字信號傳輸處理設備較復雜，技術要求較高。一.模擬信號與數(shù)字信號3.1引言■數(shù)字通信的優(yōu)越性第3章脈沖編碼調制與增量調制抽樣量化編碼抽樣器量化器編碼器連續(xù)模擬信號離散模擬信號多進制數(shù)字信號二進制數(shù)字信號

e(t)es(t)eq(t)c(t)

抽樣脈沖序列s(t)

圖3-4

從模擬信號到數(shù)字信號的三個階段

二.模擬信號的數(shù)字化過程3.1引言第3章脈沖編碼調制與增量調制（b）抽樣脈沖序列

v70v1v2v3v4v5v6Vmax

e（t）

0Ts

2Ts3Ts4Tst

（a）連續(xù)模擬信號

s（t）

0Ts

2Ts3Ts4Tst

圖3-5

抽樣器輸入的典型連續(xù)模擬信號與抽樣脈沖序列

二.模擬信號的數(shù)字化過程3.1引言第3章脈沖編碼調制與增量調制c（t）

100111100001

0Ts

2Ts

3Ts4Tst

（c）編碼器輸出的二進制數(shù)字信號

圖3-6典型模擬信號到數(shù)字信號的轉換波形示意圖

e（t）

v70v1v2v3v4v5v6Vmax

0Ts

2Ts3Ts4Tst

（a）抽樣器輸出的離散模擬信號⊿v

（b）量化器輸出的多進制（M=8）數(shù)字信號量化誤差二.模擬信號的數(shù)字化過程3.1引言第3章脈沖編碼調制與增量調制三.模擬信號的數(shù)字傳輸3.1引言模擬信源模擬信宿模擬信號數(shù)字化數(shù)字信號模擬化數(shù)字傳輸系統(tǒng)噪聲圖3-7模擬信號的數(shù)字傳輸抽樣、量化、編碼譯碼、低通濾波圖3-8匯接交換和中繼傳輸?shù)臄?shù)字化舉例模擬用戶終端模擬市話交換機模擬市話交換機模擬用戶終端數(shù)字匯接交換機用戶線用戶線中繼線中繼線第3章脈沖編碼調制與增量調制3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)一．抽樣定理

抽樣定理表明：一個頻帶限制在0～fH

赫茲內的連續(xù)時間信號m(t)，如果以不大于1/2fH秒的時間間隔對它進行等間隔抽樣，則m(t)將被得到的抽樣值信號ms(t)完全確定。這一準則稱為奈奎斯特準則。我們通常把1/2fH秒的時間間隔稱作奈奎斯特抽樣間隔，把它的倒數(shù)2fH（單位“赫茲”）稱作奈奎斯特抽樣頻率，這是保證從抽樣值恢復原始模擬信號所要求的最低抽樣速率。實際在對模擬信號進行抽樣時所使用的抽樣頻率fs應滿足：

fs

≥2fH第3章脈沖編碼調制與增量調制3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)二．抽樣信號及頻譜m(t)

M(ω)

t

-ωH0ωHω

(a)連續(xù)模擬信號及頻譜

Tt

ωs=2π/T

ω

(b)抽樣沖激序列及頻譜

ms(t)

=m(t)δωs

(t)

Tt

-ωs-ωH0ωHωsω

圖3-9抽樣后信號ms(t)的波形及頻譜

(3.2-1)(3.2-2)(3.2-3)當fs

≥2fH或ωs≥2ωH時，利用截頻為fH

的低通濾波器就可以從m

s(t)中恢復m(t)第3章脈沖編碼調制與增量調制3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)三．模擬信號的恢復Tt

-ωs-ωH0ωHωsω

(9.2-2)(3.2-3)模擬信號m(t)ms(t)

=m(t)δωs

(t)

(9.2-1)從ms(t)恢復原模擬信號m

(t),將其通過截止頻率為fH

(或ωH)的理想低通濾波器G2ωH(ω)即可。設低通濾波器增益為1,則(3.2-4)m(t)第3章脈沖編碼調制與增量調制3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)三．模擬信號的恢復對于應用時域卷積定理，可得(3.2-4)m(t)(3.2-5)Tt模擬信號m(t)圖3-10第3章脈沖編碼調制與增量調制帶限濾波器抽樣電路m(t)ms(t)s(t)抽樣的實現(xiàn)低通濾波器m(t)抽樣的恢復CMOS模擬開關

連續(xù)模擬信號m(t)輸出離散抽樣信號ms(t)

抽樣脈沖序列

s(t)

圖3-11

抽樣的CMOS模擬開關實現(xiàn)3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)四．抽樣與恢復的實現(xiàn)H(f)

fH

是原來連續(xù)模擬信號的最高頻率-fH

0fH

f

圖3-12抽樣恢復的低通特性

H(f)

當fs

>2fH時，非理想低通也可恢復連續(xù)模擬信號-fH

0fH

f

第3章脈沖編碼調制與增量調制■設帶通模擬信號最高頻率fH是帶寬B的整數(shù)倍，即fH

=nB則最小抽樣頻率只須滿足fs

=2B

，便可得到如下抽樣后信號ms(t)的頻譜0fs3fsf-fs-3fsMs(ω)2fs-2fs3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)五．帶通信號的抽樣與恢復對于帶通型連續(xù)時間模擬信號m(t)，其頻譜如下可以證明，抽樣頻率不一定要滿足fs

≥2fH。0fH-BfHf-fH+B-fHM(ω)從頻譜可見，只要將抽樣后信號ms(t)通過一與原連續(xù)模擬信號頻帶相應的帶通濾波器，便可恢復原連續(xù)模擬信號m(t)

。第3章脈沖編碼調制與增量調制■對于帶通模擬信號最高頻率fH不是帶寬B的整數(shù)倍情況，設

fH

=nB+kB

n是fH/B的最大整數(shù)，0<k<1.

可以證明，最小抽樣頻率只須滿足

fs

=2B+2(fH

–nB)/n=2B(1+k/n)即可。該情況下，頻譜間不發(fā)生重疊(有隔離帶),利用原連續(xù)模擬信號頻帶相應的帶通濾波器，可恢復原連續(xù)模擬信號m(t)

。0fs3fsf-fs-3fsMs(ω)2fs-2fs(3.2-6)(3.2-7)(3.2-8)3.2模擬信號的抽樣(抽樣定理)五．帶通信號的抽樣與恢復第3章脈沖編碼調制與增量調制圖3-13常見脈沖調制波形示意圖3.3幾種常見脈沖調制波形基帶模擬信號m(t)t脈沖載波s(t)t脈沖振幅調制PAMt脈沖寬度調制PDMt脈沖位置調制PPMt第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4模擬抽樣信號的量化

量化是將具有無限數(shù)目取值范圍的離散抽樣信號用有限個固定電平的脈沖信號來近似表示。這種有限個固定電平的脈沖信號原則上就是數(shù)字信號。根據(jù)這有限個固定電平（應該在模擬信號的幅度范圍之內，對于單極性信號為0～Vmax，對于雙極性信號為-Vmax

～+Vmax）的選取和劃分方法，量化分為●均勻量化—M個量化電平間隔(量化階步)Δv=qi+1-qi相等?！?/p>

非均勻量化—M個量化電平間隔Δv=qi+1-qi不相等。m(t)ms(t)=m(kTs)mq(t)=mq(kTs){q0,q2,……,qM-1}抽樣器量化器第3章脈沖編碼調制與增量調制m1m2m3m4m5m6m7m0m8q8q7q6q5q4q3q2q1Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10TstΔv3.4.1均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化均勻量化將輸入信號的變化范圍均勻分為M等份，設被抽樣模擬信號幅度變化范圍a～b，則M份均勻量化的量化間隔為

(3.4-1)量化誤差±0.5Δv量化值mq量化區(qū)間圖3-17四舍五入均勻量化過程示意圖量化值mq抽樣值ms(3.4-2)第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4.1均勻量化

量化過程會產(chǎn)生誤差，稱為量化誤差。當模擬信號采樣值幅度落在i⊿v～(i＋1)⊿v之間時●若用i⊿v表示(只舍不入量化法)，則最大量化誤差為⊿v；●若依四舍五入方法取i⊿v或(i+1)⊿v時，最大量化誤差為

0.5⊿v。前者的較大量化誤差，事實上可以在接收方從編碼信號恢復抽樣值時給其0.5⊿v的增加量予以補償，即可做到和四舍五入近似法等效。

3.4模擬抽樣信號的量化■四舍五入量化法和只舍不入量化法第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4.1均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化■均勻量化的量化噪聲功率和量化信噪比平均量化噪聲功率

(3.4-3)量化信噪比平均信號功率

(3.4-4)第3章脈沖編碼調制與增量調制[例3.4.1]設模擬抽樣在-a～+a范圍內等概率取值，試求量化過程中產(chǎn)生的平均量化噪聲功率、平均信號功率和量化信噪比。3.4.1均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化■均勻量化的量化噪聲功率和量化信噪比①平均量化噪聲功率②平均信號功率③量化信噪比第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4.2非均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化

均勻量化較易于實現(xiàn)，但均勻量化的量化誤差（如0.5⊿v）不隨被量化信號的幅度變化。這意味著，當信號幅度很小時，量化信噪比很小。這對于小數(shù)值概率比大數(shù)值概率要大得多的話音抽樣信號來說及為不利，解決的辦法是非均勻量化。

非均勻量化和均勻量化不同的是，這M個量化電平之間的間隔，即量化間隔或量化階步是不相等的。為改善小信號區(qū)的量化信噪比，在量化電平數(shù)目M不變情況下，大信號區(qū)使用的量化階步較大；小信號區(qū)使用的量化階步較小。在量化電平數(shù)目M不變情況下，非均勻量化用于改善小信號的量化信噪比性能，但會對大信號量化的量化信噪比帶來一定的損失。第3章脈沖編碼調制與增量調制■非均勻量化的實現(xiàn)原理與方法壓縮編碼解碼擴張均勻量化信道

抽樣值恢復值圖3-18

通過發(fā)送方的壓縮和接收方的擴張實現(xiàn)非均勻量化

3.4.2非均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化第3章脈沖編碼調制與增量調制壓縮器均勻量化器7輸出壓縮特性

66.16.5

32.62.5

54210A0.4輸入

A′B′

A″B″

B5.6

圖3-19（a）發(fā)送方非均勻量化過程（壓縮特性）■非均勻量化的實現(xiàn)原理與方法3.4.2非均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化第3章脈沖編碼調制與增量調制圖3-19（b）接收方對非均勻量化的恢復（擴張?zhí)匦裕U張器7

輸入

6.565擴張?zhí)匦?

2.53210

AR′BR′AR0..375

輸出BR5.8AR與BR分別作為A和B的接收恢復值，產(chǎn)生的量化誤差分別是0.025和0.2

■非均勻量化的實現(xiàn)原理與方法3.4.2非均勻量化3.4模擬抽樣信號的量化第3章脈沖編碼調制與增量調制

yμ律壓擴特性yA律壓擴特性

1.01.00.8a0.8a0.6b0.6b0.4c0.4c0.20.20.0x0.0x0.00.20.40.60.81.00.00.20.40.60.81.0（a:μ=255；b:μ=5；c:μ=0）

(a:A=87.6；b:A=2；c:A=1)圖3-20

兩種用于話音數(shù)字化的標準的對數(shù)壓擴特性

3.4模擬抽樣信號的量化3.4.2非均勻量化■對數(shù)壓擴特性■

μ律壓擴特性

(3.4-10)

■

A律壓擴特性

(3.4-11)

第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4模擬抽樣信號的量化3.4.2非均勻量化■μ律對數(shù)壓擴特性對均勻量化信噪比的改善■A律對數(shù)壓擴特性的導出考慮■

對于小信號情況（假設μ=100）■

對于大信號情況（假設μ=100）■

量化間隔⊿x與信號取值x成線性關系，要求壓擴特性各點的斜率導出修正A律第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4模擬抽樣信號的量化3.4.2非均勻量化■A律對數(shù)壓擴特性的13折線近似輸出y7/86/815/84/83/82/81/80輸入x

01/1281/641/321/161/81/41/21①②③④⑤⑥⑦⑧第7大段第8大段第1大段圖3-21A律十三折線近似對數(shù)壓擴特性

第3章脈沖編碼調制與增量調制3.4模擬抽樣信號的量化3.4.2非均勻量化■A律對數(shù)壓擴特性的13折線近似A律13折線近似中，將信號正負兩部分都分成相同的8個不等的大段。為進一步減小量化誤差，每大段又分成相等的16小段。整個信號范圍共分16×16=256小段，即256個量化階步。設最小的量化階步δmin(第1和第2大段中的一個小段δ1和δ2)為△，則△=（1/128）÷16＝1/2048最大的量化階步δmax(第8大段中的一個小段δ8)為1/32=64

△。A律十三折線近似各大段的端點電平值和量化階步量化δ1=

δ2=

δ3=

δ4=

δ5=

δ6=

δ7=

δ8=

階步△

△2

△4△8△16

△32△64

△大段號

①

③

④

⑤

⑥

⑦

⑧

②

端點0～16△

～

32△

～

64

△

～

128△

～

256△

～

512△

～

1024△

～值16△32△64

△128△256△512△1024△2048

△第3章脈沖編碼調制與增量調制3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理抽樣量化編碼信道譯碼低通濾波m(t)ms(t)mq(t)c(t)c(t)mq(t)m(t)發(fā)送方接收方噪聲圖3-22PCM通信系統(tǒng)方框圖第3章脈沖編碼調制與增量調制一．自然二進制碼與折疊二進制碼表3-116電平雙極性量化信號的二進制碼

1511111111

樣值極性量化電平序號自然二進制碼折疊二進制碼

正1411101110

1311011101

極1211001100

1110111011

性1010101010

910011001

810001000701110000負601100001501010010極401000011

300110100性200100101100010110000000111

折疊二進制碼除極性碼外，其他三位碼（稱作幅度碼或電平碼）是關于零電平對稱的，即兩個樣值的絕對值只要相同，編出的折疊二進制碼的幅度碼（或電平碼）一定相同。

折疊二進制碼的上述特點使得它有一個特別的好處，就是在傳輸中如果出現(xiàn)誤碼，對小信號的影響較小。

3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理第3章脈沖編碼調制與增量調制3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理圖3-23逐次比較型PCM編碼器整流器保持電路比較器7/11變換電路PAM輸入Is后7位碼C2～

C8極性碼C1恒流源記憶電路Iw本地譯碼圖3-24電阻網(wǎng)絡型PCM譯碼器記憶電路7/11變換電路寄存讀出恒流源極性控制放大器

PCM寫入脈沖

PAM

輸出寫入讀出第3章脈沖編碼調制與增量調制●C1

：極性碼—

樣值正極性C1=“1”，負極性C1=“0”?！馛2C3C4

：大段落碼—

樣值落在第1大段（0≤Vs≤1/128）時，C2C3C4=“000”；樣值落在第2大段（1/128≤Vs≤1/64）時，C2C3C4=“001”；……樣值落在第8大段（1/2≤Vs≤1）時，C2C3C4=“111”。●C5C6C7C8

：段內電平碼—

樣值落在某大段的第1小段（靠近大段低端）時，C5C6C7C8=“0000”；樣值落在某大段的第2小段時，C5C6C7C8=“0001”；……樣值落在某大段第16小段（靠近大段高端）時，C5C6C7C8=“1111”。

二．A律13折線近似的折疊二進制編解碼A律13折線近似中，整個信號輸入范圍(-Vmax～+Vmax

)共分為16×16=256小段，用8位折疊二進制碼來表示。

C5C6C7C8

C1C2C3C43.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理第3章脈沖編碼調制與增量調制

設最小的量化階步（第一和第二大段中的一個小段）為△，則△=（1/128）÷16＝1/2048由此可以得到用“△”表示的各大段的端點電平值及量化階步：

二．A律13折線近似的折疊二進制編解碼3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理A律十三折線近似各大段的端點電平值和量化階步量化δ1=

δ2=

δ3=

δ4=

δ5=

δ6=

δ7=

δ8=

階步△

△2

△4△8△16

△32△64

△大段號

①

③

④

⑤

⑥

⑦

⑧

②

端點0～16△

～

32△

～64

△

～128△

～256△

～512△

～1024△

～值16△32△64

△128△256△512△1024△2048

△第3章脈沖編碼調制與增量調制01/81/4⑦δ7＝32△1/2⑧δ8＝64△1

0256△512△1024△2048△

01/16⑤δ5＝8△1/8⑥δ6＝16△1/4

032△64△128△256△512△

01/1281/64③δ3＝2△1/32④δ4＝4△1/16016△32△64△128△0①δ1＝△1/128②δ2＝△1/64016△32△圖3-25A律十三折線近似非均勻分段示意圖

二．A律13折線近似的折疊二進制編解碼3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理第3章脈沖編碼調制與增量調制解:

①因為Vs為正極性，則C1＝“1”

；②又因為抽樣信號電平絕對值|Vs|=0.2×2048△=409.6△，落在了A律13折線的分段的第六大段（端點為256△和512△）中，則C2C3C4

＝“101”；③再根據(jù)第六大段中的小段（量化階步）δ6＝16△；用抽樣信號電平409.6△減去第六大段下限值256△，將減得結果除以量化階步δ6＝16△，來決定抽樣信號落在第六大段的哪一個小段中。因為（409.6△-256△）/16△=9.6,說明抽樣信號幅度落在第六大段中的第10小段中,則C5C6C7C8

＝“1001”。

至此我們得到對給定抽樣信號Vs的編碼結果為“11011001”。其實它是400△～416△之間所有抽樣值的編碼結果。

[例]設歸一化抽樣信號電平幅度Vs＝＋0.2，求A律13折線編出的8位折疊二進制碼C1C2C3C4C5C6C7C8

。二．A律13折線近似的折疊二進制編解碼3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理第3章脈沖編碼調制與增量調制解：①Vs的編碼值“11011001”，則極性碼C1＝“1”，大段落碼C2C3C4＝“101”，段內電平碼C5C6C7C8

＝“1001”。②由①可以得到Vs為正極性；抽樣信號電平應落在第六大段的第10小段內，即在（256△+9×16△）與此（256△+10×16△）之間，則解碼器解碼輸出結果應為

③Vs′＝+（256＋9×16＋0.5×16）△＝+408△

或Vs′＝+（408/2048）≈+0.1992

比較以上兩個例子，實際是對同一抽樣信號的編碼和解碼，解碼的結果和原始抽樣信號的電平出現(xiàn)了誤差，著就是量化造成的誤差。本例產(chǎn)生的量化誤差（最大信號電平歸一化）是0.0008或1.6△

。

[例]

設“11011001”是對某抽樣信號Vs按A律13折線近似編出的折疊二進制碼，試求其解碼結果，即Vs′的幅度電平。二．A律13折線近似的折疊二進制編解碼3.5脈沖編碼調制（PCM）3.5.1PCM編解碼原理第3章脈沖編碼調制與增量調制3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.1增量調制基本概念增量調制的實質是用一位二進制代碼反映相鄰抽樣值的相對變化，進而達到用一個二進制代碼序列表示連續(xù)變化的模擬信號的目的。σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m′(t)圖3-29增量調制（ΔM）波形示意圖第3章脈沖編碼調制與增量調制第3章脈沖編碼調制與增量調制3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.1增量調制基本概念增量調制的特點：

1.在比特率較低的場合，量化信噪比高于PCM。2.抗誤碼性能好。增量調制可以工作在誤比特率為10-3～10-2的信道中，而PCM則要求信道的誤比特率為10-6

～10-5

3.設備簡單、制造容易增量調制只用一位二進制碼進行編碼，該碼不表示信號抽樣值的大小，而是表示抽樣時刻信號曲線的變化趨勢3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.2增量調制原理第3章脈沖編碼調制與增量調制分析增量調制波形特點

3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.2增量調制原理第3章脈沖編碼調制與增量調制增量調制原理框圖

對譯碼器的要求：●每次上升或下降的大小要一致

●譯碼器應具有“記憶”功能3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.3增量解調原理第3章脈沖編碼調制與增量調制增量解調原理框圖

3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.4增量調制存在的問題第3章脈沖編碼調制與增量調制增量調制的不足：

☆

一般量化噪聲問題☆過載噪聲問題σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m′(t)圖3-30a增量調制產(chǎn)生的一般量化噪聲

tnq(t)一般量化噪聲由量化誤差|e|≦σ確定。3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.4增量調制存在的問題增量調制的量化噪聲分為:■一般量化噪聲■過載量化噪聲

σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m′(t)圖3-30b增量調制產(chǎn)生的過載量化噪聲

tnq(t)過載量化噪聲由于量化值不能跟蹤模擬信號的快變化。第3章脈沖編碼調制與增量調制3.6增量調制（ΔM）系統(tǒng)3.6.4增量調制存在的問題增量調制的量化噪聲分為:■一般量化噪聲■過載量化噪聲如何減小一般量化噪聲？如何控制過載噪聲？結論：減小一般量化噪聲的有效方法是降低量化臺階σ?？刂七^載、減小過載量化噪聲的方法一是增大量化臺階σ,二是提高抽樣(編碼)速率fs。前者無疑會加大一般量化噪聲，不可輕易采用；后者經(jīng)常使用，其控制過載是以提高碼速、犧牲頻帶為代價的?！鼋档土炕_階σ，是減小一般量化噪聲的唯一有效方法。■控制過載、減小過載量化噪聲，須確保譯碼器有足夠的跟蹤速度。使一個臺階的最大斜率K不小于模擬信號m(t)的變化速率。(3.7-1)第3章脈沖編碼調制與增量調制3.7增量總和調制第3章脈沖編碼調制與增量調制簡單增量調制系統(tǒng)對于直流、頻率較低的信號或頻率很高的信號均會造成較大的量化噪聲從而丟失不少信息。增量總和調制原理：對輸入的模擬信號先進行一次積分處理，改變信號的變化性質，降低信號高頻分量的幅度（從而使信號更適合于增量調制），然后再進行簡單增量調制。增量總和調制系統(tǒng)框圖增量總和解調：低通濾波器。一．模擬信號的頻分多路復用復用，即在同一條物理線路上傳送多路話音信號。●頻分多路復用（FDM）●時分多路復用（TDM）●碼分多路復用（CDM）調制器解調器混合器分路器話路1話路1話路2

話路2話路N

話路N

f1f2┄fNfN┄f2f1

調制載頻解調同步載頻圖3-31長途載波線路上的頻分多路復用原理示意圖

3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.1多路復用概念第3章脈沖編碼調制與增量調制二．數(shù)字信號的時分多路復用PCM編碼PCM解碼1＃1?！?＃2?！?＃3?！闃娱TK1分路門K2

同步控制圖3-32PCM時分多路（3路）復用原理示意圖3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.1多路復用概念●模擬話音信號在抽樣前要通過濾波器帶限到300～3400Hz?！駥γ柯吩捯粜盘柺褂玫牟蓸宇l率為8KHz，每個樣值用8位二進制碼表示，則每路話音的信源編碼速率為64kb/s。●TDM進行N路復用時，總抽樣率為N×8KHz?！衩柯沸盘柕囊粋€抽樣值編碼在一特定的時隙內分時傳送，要求傳輸設備具有傳輸速率N×64kb/s的能力。第3章脈沖編碼調制與增量調制二．數(shù)字信號的時分多路復用圖3-33

三個話路時分復用時抽樣門及編碼器輸出示意圖

話路1#

總采樣率3×8kHz

話路3#

話路2#抽樣門輸出Fi-1

Fi

（一幀125μs）

Fi+1

Ts3Ts1Ts2Ts3Ts1Ts2Ts3編碼器輸出N=3路復用時，每幀（125μs

）含3×8位碼，分放在三個時隙，線路總碼速3×64kbit/s。3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.1多路復用概念第3章脈沖編碼調制與增量調制群路編譯碼方式3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.2時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)組成每路抽樣率8000Hz,抽樣時刻依次相差125μs/N.多路復用話路1群路編碼碼形變換群路譯碼碼元再生多路分用放大低通抽樣放大低通抽樣放大低通抽樣放大低通抽樣話路N123N123NPCM時分復用總線(上行)PCM時分復用總線(下行)PAM?PCMPAM?PCM同步N路總抽樣率8000NHzN路總碼速8000N×8bits/s圖3-34PCM時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)組成框圖第3章脈沖編碼調制與增量調制3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.2時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)組成8000N×8Hz

每路抽樣率8000Hz,抽樣時刻依次相差125μs/N.話路1放大低通放大低通放大低通編碼單路編譯碼器譯碼放大低通話路N發(fā)送總線接收總線圖3-35單路編譯碼器在PCM時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)應用編碼單路編譯碼器譯碼PCM時分復用總線抽樣時鐘編碼時鐘125

μs125

μsTs1=125

μs/NN路總碼速8000N×8bits/sTsN=125

μs/N一幀第3章脈沖編碼調制與增量調制3.8PCM時分復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)3.8.3PCM30/32路基群系統(tǒng)

PCM系統(tǒng)數(shù)字信息是分幀在PCM時分復用總線中傳送的。對于一個包含N個話路的PCM時分復用系統(tǒng)■

每幀至少劃分N個時隙，每時隙傳送一個話路的樣值編碼?！?/p>

幀與幀之間的定位，常用幀中的一特定時隙信息實現(xiàn)。FrameiFramei-1Ts1Ts2……TsN-1TsNTs0Ts1Ts2……TsN-1TsNTs0

N個話路時隙，每時隙傳送一話路的樣值編碼。幀定位時隙幀定位時隙PCM30/32路基群系統(tǒng)是我國采用的基本話路組群系統(tǒng)。每幀劃分為32個時隙，其中30個話路時隙,另外2個時隙用來傳送幀定位碼、線路標志信號、告警信息等。第3章脈沖編碼調制與增量調制F0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13