電力電子第五版 第9講-10

3.3變壓器漏感對整流電路的影響■變壓器漏感

◆實(shí)際上變壓器繞組總有漏感，該漏感可用一個(gè)集中的電感LB表示，并將其折算到變壓器二次側(cè)。

◆由于電感對電流的變化起阻礙作用，電感電流不能突變，因此換相過程不能瞬間完成，而是會(huì)持續(xù)一段時(shí)間。■現(xiàn)以三相半波為例來分析，然后將其結(jié)論推廣

◆假設(shè)負(fù)載中電感很大，負(fù)載電流為水平線。

3.3變壓器漏感對整流電路的影響udidwtOwtOgiciaibiciaIduaubuca◆分析從VT1換相至VT2的過程

?在t1時(shí)刻之前VT1導(dǎo)通，t1時(shí)刻觸發(fā)VT2，因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時(shí)導(dǎo)通，相當(dāng)于將a、b兩相短路，兩相間電壓差為ub-ua，它在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik如圖所示。?ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。

?當(dāng)ik增大到等于Id時(shí)，ia=0，VT1關(guān)斷，換流過程結(jié)束。

?換相過程持續(xù)的時(shí)間用電角度表示，稱為換相重疊角。

t1時(shí)刻

圖3-26考慮變壓器漏感時(shí)的三相半波可控整流電路及波形

3.3變壓器漏感對整流電路的影響◆基本數(shù)量關(guān)系

?換相過程中，整流輸出電壓瞬時(shí)值為

?換相壓降：與不考慮變壓器漏感時(shí)相比，ud平均值降低的多少，即

(3-30)(3-31)3.3變壓器漏感對整流電路的影響?換相重疊角

√由式（3-30）得出：

由上式得：進(jìn)而得出：

當(dāng)時(shí)，，于是

(3-32)(3-33)(3-34)(3-35)(3-36)3.3變壓器漏感對整流電路的影響√隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：

⑴Id越大則越大；

⑵XB越大越大；⑶當(dāng)≤90時(shí)，越小越大。?其它整流電路的分析結(jié)果

電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①②

注：①單相全控橋電路中，XB在一周期的兩次換相中都起作用，等效為m=4；②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。表3-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計(jì)算

3.3變壓器漏感對整流電路的影響◆變壓器漏感對整流電路影響的一些結(jié)論:

?出現(xiàn)換相重疊角，整流輸出電壓平均值Ud降低。

?整流電路的工作狀態(tài)增多。?晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開通，有時(shí)人為串入進(jìn)線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。?換相時(shí)晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須加吸收電路。?換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。3.3變壓器漏感對整流電路的影響

例題3.4電容濾波的不可控整流電路3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

3.4電容濾波的不可控整流電路·引言■交—直—交變頻器、不間斷電源、開關(guān)電源等應(yīng)用場合大都采用不可控整流電路。■最常用的是單相橋式和三相橋式兩種接法?！鲇捎陔娐分械碾娏﹄娮悠骷捎谜鞫O管，故也稱這類電路為二極管整流電路。3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路■工作原理及波形分析

◆基本工作過程?在u2正半周過零點(diǎn)至t=0期間，因u2<ud，故二極管均不導(dǎo)通，此階段電容C向R放電，提供負(fù)載所需電流，同時(shí)ud下降。

?至t=0之后，u2將要超過ud，使得VD1和VD4開通，ud=u2，交流電源向電容充電，同時(shí)向負(fù)載R供電。

?電容被充電到t=時(shí)，ud=u2，VD1和VD4關(guān)斷。電容開始以時(shí)間常數(shù)RC按指數(shù)函數(shù)放電。

?當(dāng)t=，即放電經(jīng)過-角時(shí)，ud降至開始充電時(shí)的初值，另一對二極管VD2和VD3導(dǎo)通，此后u2又向C充電，與u2正半周的情況一樣。

圖3-28電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a)電路b)波形◆和的確定

?指VD1和VD4導(dǎo)通的時(shí)刻與u2過零點(diǎn)相距的角度，指VD1和VD4的導(dǎo)通角。?在VD1和VD4導(dǎo)通期間式中，ud(0)為VD1、VD4開始導(dǎo)通時(shí)刻直流側(cè)電壓值。將u2代入并求解得：而負(fù)載電流為：于是3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路(3-37)(3-38)(3-39)(3-40)(3-41)3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路可由式（3-45）求出，進(jìn)而由式（3-44）求出,顯然和僅由乘積RC決定。

(3-42)(3-43)(3-44)(3-45)圖3-29

、與RC的關(guān)系曲線則當(dāng)t=時(shí)，VD1和VD4關(guān)斷。將id()=0代入式（3-41），得：

二極管導(dǎo)通后u2開始向C充電時(shí)的ud與二極管關(guān)斷后C放電結(jié)束時(shí)的ud相等，故有下式成立：

由式（3-42）和（3-43）得

■主要的數(shù)量關(guān)系

◆輸出電壓平均值

?空載時(shí)，

?重載時(shí)，Ud逐漸趨近于0.9U2，即趨近于接近電阻負(fù)載時(shí)的特性。?在設(shè)計(jì)時(shí)根據(jù)負(fù)載的情況選擇電容C值，使,此時(shí)輸出電壓為：

Ud≈1.2U2(3-46)◆電流平均值

?輸出電流平均值IR為：IR=Ud/R(3-47)

Id=IR(3-48)?二極管電流iD平均值為：ID=Id/2=IR/2(3-49)◆二極管承受的電壓

?為變壓器二次側(cè)電壓最大值，即。

3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路a)b)u2udi20dqpwti2,u2,ud■感容濾波的單相橋式不可控整流電路

◆實(shí)際應(yīng)用中為了抑制電流沖擊，常在直流側(cè)串入較小的電感。

◆ud波形更平直，電流i2的上升段平緩了許多，這對于電路的工作是有利的。圖3-31感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a）電路圖b）波形3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路uduuua)b)Oiaiddabac0dqwtpp3wt■基本原理

◆當(dāng)某一對二極管導(dǎo)通時(shí)，輸出直流電壓等于交流側(cè)線電壓中最大的一個(gè)，該線電壓既向電容供電，也向負(fù)載供電。

◆當(dāng)沒有二極管導(dǎo)通時(shí)，由電容向負(fù)載放電，ud按指數(shù)規(guī)律下降。■電流id斷續(xù)和連續(xù)

◆比如在VD1和VD2同時(shí)導(dǎo)通之前VD6和VD1是關(guān)斷的，交流側(cè)向直流側(cè)的充電電流id是斷續(xù)的。

◆VD1一直導(dǎo)通，交替時(shí)由VD6導(dǎo)通換相至VD2導(dǎo)通，id是連續(xù)的。

圖3-32電容濾波的三相橋式不可控整流電路及其波形a)電路b)波形3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

◆由“電壓下降速度相等”的原則，可以確定臨界條件，假設(shè)在t+=2/3的時(shí)刻“速度相等”恰好發(fā)生，則有

可得RC=這就是臨界條件。RC>和RC<分別是電流id斷續(xù)和連續(xù)的條件。

◆通常只有R是可變的，它的大小反映了負(fù)載的輕重，因此在輕載時(shí)直流側(cè)獲得的充電電流是斷續(xù)的，重載時(shí)是連續(xù)的。a)b)wtwtwtwtaidaidOOOO圖3-33電容濾波的三相橋式整流電路當(dāng)RC等于和小于時(shí)的電流波形a）RC=b）RC<(3-50)3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路b)c)iaiaOOtt■考慮電感

◆實(shí)際電路中存在交流側(cè)電感以及為抑制沖擊電流而串聯(lián)的電感。

◆有電感時(shí)，電流波形的前沿平緩了許多，有利于電路的正常工作?！綦S著負(fù)載的加重，電流波形與電阻負(fù)載時(shí)的交流側(cè)電流波形逐漸接近。

圖3-34考慮電感時(shí)電容濾波的三相橋式整流電路及其波形a）電路原理圖b）輕載時(shí)的交流側(cè)電流波形c）重載時(shí)的交流側(cè)電流波形■主要數(shù)量關(guān)系◆輸出電壓平均值

?Ud在（2.34U2~2.45U2）之間變化?！綦娏髌骄?/p>

?輸出電流平均值IR為：

IR=Ud/R

電容電流iC平均值為零，因此：

Id=IR?二極管電流平均值為Id的1/3，即

ID=Id/3=IR/3◆二極管承受的電壓?為線電壓的峰值，為。3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路(3-51)(3-52)(3-53)3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)3.5.2帶R+L時(shí)可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析3.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧 波和功率因數(shù)分析3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)·引言■隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，其應(yīng)用日益廣泛，由此帶來的諧波(harmonics)和無功(reactivepower)問題日益嚴(yán)重，引起了關(guān)注?！鰺o功的危害（L、C引起）

◆導(dǎo)致設(shè)備容量增加。

◆使設(shè)備和線路的損耗增加?！艟€路壓降增大，沖擊性負(fù)載使電壓劇烈波動(dòng)。■諧波的危害（非正弦波引起）◆降低發(fā)電、輸電及用電設(shè)備的效率。

◆影響用電設(shè)備的正常工作?！粢痣娋W(wǎng)局部的諧振，使諧波放大，加劇危害?！魧?dǎo)致繼電保護(hù)和自動(dòng)裝置的誤動(dòng)作。◆對通信系統(tǒng)造成干擾。

■諧波

◆正弦波電壓可表示為

式中U為電壓有效值；u為初相角；為角頻率，=2f=2/T；f為頻率；T為周期?！舴钦译妷簎(t)分解為如下形式的傅里葉級數(shù)

3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)式中n=1,2,3…(3-54)(3-55)3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)或式中，cn、n和an、bn的關(guān)系為◆基波（fundamental）：頻率與工頻相同的分量。

諧波：頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量。

諧波次數(shù)：諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比?！鬾次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示◆電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）分別定義為（Ih為總諧波電流有效值）(3-56)(3-57)(3-58)3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)■功率因數(shù)

◆正弦電路

?有功功率就是其平均功率：

式中U、I分別為電壓和電流的有效值，為電流滯后于電壓的相位差。?視在功率為：

S=UI

?無功功率為：

Q=UIsin

?功率因數(shù)為：

?無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間的關(guān)系：

?在正弦電路中，功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差決定的，其值為：=cos

(3-59)(3-60)(3-61)(3-62)(3-63)(3-64)3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)◆非正弦電路

?有功功率為?功率因數(shù)為：式中I1為基波電流有效值，1為基波電流與電壓的相位差。式中，=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比，稱為基波因數(shù)，而cos1稱為位移因數(shù)或基波功率因數(shù)。

?無功功率

√定義很多，但尚無被廣泛接受的科學(xué)而權(quán)威的定義。

√一般簡單定義為（反映了能量的流動(dòng)和交換）：

√仿照式（2-61）定義為：

?畸變功率D為：(3-65)(3-66)(3-67)(3-68)(3-71)3.5.2帶阻感負(fù)載時(shí)可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析■單相橋式全控整流電路◆電流波形如圖3-6所示，將電流波形分解為傅里葉級數(shù)，可得其中基波和各次諧波有效值為n=1,3,5,…可見，電流中僅含奇次諧波，各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。

圖3-6i2的波形(3-72)(3-73)3.5.2帶阻感負(fù)載時(shí)可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析◆功率因數(shù)

?基波電流有效值為?i2的有效值I=Id，可得基波因數(shù)為

?電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為

?功率因數(shù)為(3-74)(3-75)(3-76)(3-77)3.5.2帶阻感負(fù)載時(shí)可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析圖3-24ia的波形■三相橋式全控整流電路

◆以=30為例，電流有效值為

◆電流波形分解為傅立葉級數(shù)(3-78)(3-79)3.5.2帶阻感負(fù)載時(shí)可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析由式（3-79）可得電流基波和各次諧波有效值分別為結(jié)論：電流中僅含6k1（k為正整數(shù)）次諧波，各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)?！艄β室驍?shù)?基波因數(shù)為?電流基波與電壓的相位差仍為，故位移因數(shù)仍為

?功率因數(shù)為(3-80)(3-81)(3-82)(3-83)3.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析■單相橋式不可控整流電路

◆采用感容濾波。

◆電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律：

?諧波次數(shù)為奇次。

?諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。

?諧波與基波的關(guān)系是不固定的。

?越大，則諧波越小?！絷P(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下：

?位移因數(shù)接近1，輕載超前，重載滯后。?諧波大小受負(fù)載和濾波電感的影響。3.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析■三相橋式不可控整流電路

◆有濾波電感?！艚涣鱾?cè)諧波組成有如下規(guī)律：?諧波次數(shù)為6k±1次，k=1，2，3…。

?諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。?諧波與基波的關(guān)系是不固定的?！絷P(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下：

?位移因數(shù)通常是滯后的,但與單相時(shí)相比,位移因數(shù)更接近1。

?隨負(fù)載加重（RC的減?。?，總的功率因數(shù)提高；同時(shí)，隨濾波電感加大，總功率因數(shù)也提高。3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析圖3-35=0時(shí)，m脈波整流電路的整流電壓波形■整流電路的輸出電壓是周期性的非正弦函數(shù)，其中主要成分為直流，同時(shí)包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負(fù)載的工作是不利的?！?0時(shí)，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析

◆整流電壓表達(dá)式為(3-84)3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析對該整流輸出電壓進(jìn)行傅里葉級數(shù)分解，得出：式中，k=1，2，3…；且：◆電壓紋波因數(shù)

其中(3-85)(3-86)(3-87)(3-88)(3-89)3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析m23612∞

u（%）48.218.274.180.9940將上述式（3-89）、（3-90）和（3-86）代入（3-88）得

表3-3不同脈波數(shù)m時(shí)的電壓紋波因數(shù)值(3-90)(3-91)3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析◆負(fù)載電流的傅里葉級數(shù)

上式中：(3-92)(3-93)(3-94)(3-95)3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析◆=0時(shí)整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：

?m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3...）次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次。?當(dāng)m一定時(shí)，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當(dāng)負(fù)載中有電感時(shí)，負(fù)載電流諧波幅值dn的減小更為迅速。?m增加時(shí)，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。

3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析■不為0時(shí)的情況

◆整流電壓分解為傅里葉級數(shù)為：

◆以n為參變量，n次諧波幅值對的關(guān)系如圖3-36所示：

?當(dāng)從0~90變化時(shí)，ud的諧波幅值隨增大而增大，=90時(shí)諧波

幅值最大。

?從90~180之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨

增大而減小。

圖3-36三相全控橋電流連續(xù)時(shí)，以n為參變量的與的關(guān)系(3-96)3.6大功率可控整流電路3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路3.6.2多重化整流電路

3.6大功率可控整流電路·引言■帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路的特點(diǎn)

◆適用于低電壓、大電流的場合?！羰侨喟氩娐返牟⒙?lián)。（三相半波電路的串聯(lián)=？？）■多重化整流電路的特點(diǎn)：

◆在采用相同器件時(shí)可達(dá)到更大的功率?！艨蓽p少交流側(cè)輸入電流的諧波或提高功率因數(shù)，從而減小對供電電網(wǎng)的干擾。3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路■電路分析

◆電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)

?二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路。

?二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化，如圖3-38，雖然兩組相電流的瞬時(shí)值不同，但是平均電流相等而繞組的極性相反，所以直流安匝互相抵消。

?平衡電抗器保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電。

?與三相橋式電路相比，雙反星形電路的輸出電流可大一倍。圖3-37帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id16圖3-38雙反星形電路，

=0時(shí)兩組整流電壓、電流波形

3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路tupud1,ud2OO60°360°t1

tb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路◆平衡電抗器

?接平衡電抗器的原因

√兩個(gè)直流電源并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，只有當(dāng)電壓平均值和瞬時(shí)值均相等時(shí)，才能使負(fù)載均流，在雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時(shí)值不等。

√兩個(gè)星形的中點(diǎn)n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差，該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負(fù)載中去，稱為環(huán)流或平衡電流。

√為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的1%～2%以內(nèi)?！屉p反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路。

√六相半波整流電路中，只能有一個(gè)晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60，平均電流為Id/6；當(dāng)=0時(shí)，Ud為1.35U2，比三相半波時(shí)的1.17U2略大些；因晶閘管導(dǎo)電時(shí)間短，變壓器利用率低，極少采用。3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路tupud1,ud2OO60°360°t1

tb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'圖3-39平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖3-40平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況?平衡電抗器的工作原理分析

√平衡電抗器Lp承擔(dān)了n1、n2間的電位差，它補(bǔ)償了ub'和ua的電動(dòng)勢差，使得ub'和ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電?！蘴1時(shí)，ub'>ua，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時(shí)，LP上要感應(yīng)一電動(dòng)勢up，其方向是要阻止電流增大?？蓪?dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：(3-97)(3-98)t1時(shí)刻3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路圖3-39平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖3-40平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況√雖然ud1<ud2，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時(shí)導(dǎo)通?！虝r(shí)間推遲至ub'與ua的交點(diǎn)時(shí)，ub'=ua，up=0?！讨髐b'<ua，則流經(jīng)b'相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電?！讨钡絬c'>ub'，電流才從VT6換至VT2，此時(shí)VT1、VT2同時(shí)導(dǎo)電。√每一組中的每一個(gè)晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電?！唐胶怆娍蛊髦悬c(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值。tupud1,ud2OO60°360°t1

tb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路■諧波分析◆將圖3-38中ud1和ud2的波形用傅氏級數(shù)展開，可得當(dāng)=0時(shí)的ud1、ud2，即由式（3-97）和（3-98）可得

◆負(fù)載電壓ud中的諧波分量比直流分量要小得多，而且最低次諧波為六次諧波。

◆直流平均電壓為

(3-99)(3-100)(3-101)(3-102)3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'■=30、=60和=90時(shí)輸出電壓的波形分析

◆當(dāng)需要分析各種控制角時(shí)的輸出波形時(shí)，可根據(jù)式（3-98）先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后做出波形(ud1+ud2)/2。

◆輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動(dòng)程度減小了，脈動(dòng)頻率加大一倍，f=300Hz。

◆在電感負(fù)載情況下，移相范圍是90。

◆在電阻負(fù)載情況下，移相范圍為120。

◆整流電壓平均值為Ud=1.17圖3-41當(dāng)=30、60、90時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形U2cos3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路■將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論◆三相橋?yàn)閮山M三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器。

◆當(dāng)U2相等時(shí)，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是三相橋的2倍。

◆兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。3.6.2多重化整流電路■可采用多重化整流電路減輕整流裝置所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾，將幾個(gè)整流電路多重聯(lián)結(jié)可以減少交流側(cè)輸入電流諧波，而對晶閘管多重整流電路采用順序控制的方法可提高功率因數(shù)。■移相多重聯(lián)結(jié)

◆有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)。

◆可減少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。

◆使用平衡電抗器來平衡2組整流器的電流?！魣D3-42的電路是2個(gè)三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。圖3-42并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路3.6.2多重化整流電路圖3-43移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路◆移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路

?整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的2組整流橋。

?因繞組接法不同，變壓器一次繞組和兩組二次繞組的匝比如圖所示，為1:1:。

?該電路為12脈波整流電路。

星形接法三角形接法?其他特性如下：

√直流輸出電壓3.6.2多重化整流電路?對圖3-44波形iA進(jìn)行傅里葉分析，可得其基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低?！坦β室驍?shù)(3-103)(3-104)√位移因數(shù)（單橋時(shí)相同）3.6.2多重化整流電路◆利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯(cuò)開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路

?整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。

?整流電壓ud在每個(gè)電源周期內(nèi)脈動(dòng)18次，故此電路為18脈波整流