【LCL型并網(wǎng)逆變器延遲補償控制方法研究（論文）】

LCL型并網(wǎng)逆變器延遲補償控制方法目錄第1章緒論 11.1研究意義及背景 11.2光伏發(fā)電系統(tǒng)常見結構 21.2.1分布式光伏發(fā)電系統(tǒng) 21.2.2并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng) 21.3光伏并網(wǎng)逆變器概述 51.4輸出濾波器結構 61.5逆變器控制技術 71.6本文研究主要內(nèi)容及結構安排 11第2章單相LCL型并網(wǎng)逆變器研究 132.1單相LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器分析 132.2正弦波脈寬調制 152.2.1SPWM基本原理 152.2.2SPWM技術的分析和比較 152.3LCL濾波器的研究及設計 172.3.1LCL濾波器研究 172.3.2LCL濾波器的設計 212.4LCL系統(tǒng)無源阻尼補償 242.5本章小結 27第3章并網(wǎng)逆變器控制策略 293.1單相并網(wǎng)逆變器的建模分析 293.2基于PI控制的并網(wǎng)逆變器的分析 313.3基于PI控制和重復控制的并網(wǎng)逆變器分析 333.3.1重復控制的內(nèi)模 333.3.2延時環(huán)節(jié) 373.3.3補償環(huán)節(jié) 373.3.4PI+重復控制復合控制器結構 383.4本章小結 39第4章系統(tǒng)仿真結果 40第5章結論 43致謝 45參考文獻 46第1章緒論1.1研究意義及背景當今世界的能源問題變得越來越嚴重，隨著化石燃料的大量消耗和社會工業(yè)化的發(fā)展，能源短缺和污染已經(jīng)變得如此嚴重以至于到不容忽視的地步，如風能、潮汐發(fā)電、太陽能等。其中，太陽能技術的應用研究已經(jīng)非常成熟運用越來越廣，并且太陽能具有低污染，低成本的優(yōu)點。中國擁有巨大的領土資源和光照時長，應該充分利用這種能源優(yōu)勢。目前太陽能應用方面主要是光伏發(fā)電應用，將光能轉化為電能儲存起來，并通過并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)把其能源輸送到電網(wǎng)中去，通過這種途徑能夠有效的解決太陽能利用問題。而在光伏發(fā)電當中，所得到的電能并不能直接利用，還是需要通過濾波、逆變和控制等一系列的操作，才能完成并網(wǎng)利用。而實現(xiàn)光伏電池到電網(wǎng)的電能傳遞，用到最多的就是并網(wǎng)逆變器。逆變器將直流電轉換為交流電并入電網(wǎng)當中，這是光伏產(chǎn)業(yè)鏈中必不可少的核心設備，但逆變器價格昂貴，占據(jù)了總電網(wǎng)系統(tǒng)的10％以上。國外對光伏技術的研究速度比中國快，目前生產(chǎn)光伏逆變器的知名企業(yè)現(xiàn)在包括AMG德國和美國POWER-ONE。中國太陽能逆變器研究的主要區(qū)別在于其廣泛的電力轉換效率和逆變器控制技術，同時也是限制中國太陽能發(fā)電的關鍵因素。與傳統(tǒng)能源發(fā)電相比，成本太高，技術水平有帶成熟。但是我國對于光伏發(fā)電逆變器的研究從沒停止過，國內(nèi)仍有大批的逆變器生產(chǎn)制造商。雖然現(xiàn)在市場規(guī)模較小，研究水平也比不上西方發(fā)達國家先進，但是隨著政府的大力扶持，我國光伏發(fā)電技術有顯著的提高和發(fā)展，在這個時代背景下，新能源的利用與研究是順應形勢而且是大有可為的。1.2光伏發(fā)電系統(tǒng)常見結構1.2.1分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)第一種為直流母線方式系統(tǒng)圖1-1，該方式的電源與直流母線相連，再通過裝置實現(xiàn)并網(wǎng)，只需要對直流母線電壓進行優(yōu)化即可，其拓撲結構也相對簡單，但是存在一個非常大的缺陷，就是對于并網(wǎng)逆變器的容量需求太大。圖1-1直流母線方式第二種為交流母線方式系統(tǒng)圖1-2，系統(tǒng)中任意電源都要與逆變器相連，相對于直流母線方式對逆變器的要求，交流母線方式要求低的多，同時系統(tǒng)也相對穩(wěn)定，但控制方面就比較復雜了。圖1-2交流母線方式1.2.2并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)中逆變器把直流轉化為交流，再經(jīng)過濾波器諧波過濾，再送至電網(wǎng)。并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)既兼具直流母線方式的優(yōu)點，又有交流母線的優(yōu)點。但是對于并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)也是存在缺點的，由于輸出端與主電源并聯(lián)，因此輸出相位和頻率的要求非常高。如果它與電網(wǎng)電能不匹配，則會存在許多問題。其基本結構如圖1-3.圖1-3并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)而在并網(wǎng)型發(fā)電系統(tǒng)中，第一類是單級并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，包括太陽能電池，逆變器，控制器，并網(wǎng)開關和本地負載。太陽能通過DC/DC轉換為DC，然后由逆變器調節(jié)和濾波，與負載相同的頻率。最后并入到電網(wǎng)中去，其結構如圖1-4.圖1-4單級式系統(tǒng)結構圖單級式系統(tǒng)簡單，元件也少，成本低廉；其中只用一個電能轉化裝置，所以電能轉化率高。但是結構過于簡單，對于控制器的要求就非常高了，而且系統(tǒng)中的直流母線得不到相應的控制。第二種為兩級式并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，所包含的元件也比較多，與單級最大區(qū)別在于會將直流電轉化兩次，第一次將直流電調整為所需數(shù)值的直流電，再經(jīng)過逆變器調頻、濾波成交流電并入電網(wǎng)，因為多了一級轉化，效率上肯定是沒有單級轉化率高。而且結構相對復雜，成本也隨之增加。其結構如圖1-5。圖1-5兩級式系統(tǒng)結構圖實際上，太陽能電網(wǎng)互聯(lián)逆變器拓撲結構有兩種情況。一個是單相并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，另一個是三相并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)?；窘Y構仍然是單級式和雙級式。1.3光伏并網(wǎng)逆變器概述在交流系統(tǒng)中，逆變器會隨著時間的變化而改變工作狀態(tài)，因此分析時，需要通過動態(tài)相量法來分析，諧振分析時也同樣如此。目前三種逆變器用來過濾諧波：L型、LC型、LCL型，如圖1-6所示。圖1-6L、LC、LCL濾波器結構圖L型和LC型濾波器分別是一階和二階系統(tǒng)，而二階系統(tǒng)相比具有更好的性能。LCL型則是三階系統(tǒng)，在濾波過程中，尤其對于高頻諧波，三階濾波器有很好的過濾性，雖然說過濾性比較好，但是設計參數(shù)比較復雜，而且其結構會產(chǎn)生諧振，是系統(tǒng)存在不穩(wěn)定性。就目前國內(nèi)外對逆變器的諧振問題研究來看，大多數(shù)是對LCL逆變器的濾波器設計和逆變器控制策略的研究，通過濾波器設計與控制策略的匹配已達到抑制諧振問題的辦法，根據(jù)大多數(shù)學者的研究來看，主要是從改變輸出特性入手，采用無源阻尼方法，將電容器與電阻器串聯(lián)切換以抑制諧振的產(chǎn)生，這種辦法實現(xiàn)雖說實現(xiàn)不難，但是因為帶有阻尼，導致系統(tǒng)效率和過濾諧波的能力都會下降，因此，一些專家和科學家建議增加額外的可變反饋，以增加系統(tǒng)阻尼，抑制反饋振諧，增加系統(tǒng)穩(wěn)定性。有源阻尼方法很大程度上解決了LCL濾波器諧振峰問題，并有效減少阻尼的損耗，提高系統(tǒng)的效率，但是因為添加了附加變量，即增加了系統(tǒng)成本，也讓系統(tǒng)控制變更加的復雜。1.4輸出濾波器結構光伏逆變器有兩種結構，單相和三相結構，根據(jù)并網(wǎng)方式，單相并網(wǎng)逆變器主要應用于小容量國產(chǎn)系統(tǒng)，結構簡單，三相電網(wǎng)逆變器根據(jù)應用的不同，并網(wǎng)逆變器的拓撲結構可能不同，諧振頻率可達到系統(tǒng)開關頻率或高于高頻范圍，從而導致系統(tǒng)振蕩。單相L型濾波器和單相LCL濾波器通常用于并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)模式，所用電路如圖1-7所示。圖1-7單相光伏并網(wǎng)逆變器的一般結構L型濾波器，由于其簡單的結構特點，頻段高低并不會影響到斜率衰減，都是以的斜率衰減，導致了其在高頻段抑制高頻諧波效果不好，為了獲得相同的濾波效果達到并網(wǎng)要求需要較大的電感量，都會在設定開關頻率出產(chǎn)生較大的紋波，L型濾波器不能對其采取有效的抑制。而電感量的增大同時也伴隨這L型濾波器電容的增大，因為需要直流母線電壓穩(wěn)定在更高的電壓值才能達到儲能的標準。LCL濾波器僅在斜率的斜率處衰減，并且柵極側電感器和濾波器電容器分別對開關紋波和高頻諧波電流表現(xiàn)出高和低的電阻。分流高頻濾波以抑制電流的高頻諧波。1.5逆變器控制技術在數(shù)字處理器并未普及之時，逆變器及其并網(wǎng)控制技術多半是由硬件電路來完成的，模擬器接收控制信號，并產(chǎn)生控制策略，因為控制的負載較為復雜，模擬控制的方法現(xiàn)在已經(jīng)很少人去采用了，而是運用數(shù)字信號處理器來實現(xiàn)控制，而且數(shù)據(jù)處理的高效率和耐用且實用的特點，而被人們廣泛看好。電流源的輸入方式需要直流串聯(lián)才能得到穩(wěn)定的直流電，通常使用電壓源輸入方法，因為系統(tǒng)的動態(tài)特性差。并網(wǎng)輸出控制則有電壓型控制和電流控制兩種，而電壓型控制容易造成電網(wǎng)的回流現(xiàn)象，對電網(wǎng)造成污染，當采用電流控制時，通過閉環(huán)電流的反饋，使得電流大的相位。頻率與電網(wǎng)的電壓同步就可以達到并聯(lián)運行的目的了。常用的網(wǎng)絡控制技術包括PI電流控制技術，PR電流控制，重復控制，滯后電流控制，無差拍控制等。（1）比例積分控制比例積分控制（PI控制）是自動控制系統(tǒng)中最常用的閉環(huán)控制方法，是目前工程中應用最廣泛的，比較命令電流與電網(wǎng)連接電流實時值的原理。與三角波相比，可以獲得PWM信號，原理如圖1.8所示，比例環(huán)節(jié)可以改善系統(tǒng)動態(tài)。圖1-8跟蹤實時電流的三角波比較方式一個典型的代表是基于PI控制的雙閉環(huán)控制方案，其中電壓回路是外回路，電流回路是內(nèi)回路，結合兩者的優(yōu)點來改善電壓單回路控制的缺點，以便去除負載。通常，采樣電感器電流或濾波器電容器電流用作內(nèi)部回路反饋變量，以改善系統(tǒng)的動態(tài)響應。然而，傳統(tǒng)的PID控制無法有效跟蹤正弦電流信號，因為功率器件的開關速度較慢，電流的內(nèi)環(huán)響應也較慢，系統(tǒng)無法實現(xiàn)無靜態(tài)差異調節(jié)。在逆變器系統(tǒng)中，基于PI控制原理，系統(tǒng)輸入量與參考量之間始終存在靜態(tài)誤差，跟蹤精度不高，但動態(tài)性能良好，誤差改變時它也可以隨之快速調整。（2）重復控制應用于20世紀90年代逆變器控制的重復控制算法是一種基于內(nèi)部模型原理的控制方法，其中將外部輸入電流信號或干擾信號添加到系統(tǒng)中以進行周期性疊加。原理圖如圖1-9所示。在逆變器系統(tǒng)中，周期性干擾和誤差主要是輸入信號基頻的諧波分量，迭代控制需要延遲鏈路，算法結構在一個周期內(nèi)顯示輸出。延遲會降低系統(tǒng)的動態(tài)性能并增加控制時間。因此，在實際應用中，迭代控制與其他控制方法相結合，形成具有“互補”功能的復雜控制策略。圖1-9重復控制原理圖（3）PR控制和準PR控制前者用于20世紀初的逆變器控制，比例諧振控制由比例鏈路和諧振鏈路組成。比例鏈路決定系統(tǒng)的動態(tài)響應速度和帶寬，諧振鏈路可以在某些基頻上實現(xiàn)無限增益，消除系統(tǒng)靜態(tài)誤差。實現(xiàn)跟蹤正弦信號的PR控制的關鍵是包括一個與正弦信號頻率相同的內(nèi)部模型控制器，并將其細分為正弦和余弦正弦信號，用于特定頻率的諧波。因此，有必要設置特定PR模式中，內(nèi)部控制器，所述控制器設定多個PR在為了抑制多頻諧波是非常難以實現(xiàn)的控制技術或復雜性。由于當前數(shù)字信號處理器的局限性，許多不同頻率的PR控制器會增加系統(tǒng)的計算時間，因此研究人員提出了一種基于PR控制的PR（準PR），即主數(shù)字信號處理器。通過增加諧振點頻率附近的帶寬，實現(xiàn)PR控制并且諧波消除被改善超過基頻。（4）滯環(huán)電流控制遲滯電流控制是閉環(huán)實時控制方法，其是PWM跟蹤技術，其引入到控制器的滯后比較環(huán)節(jié)，將AC輸入信號與預定參考電流信號進行比較，并比較誤差輸入。輸入電流紋波用作遲滯比較器的環(huán)路寬度，不易受外部干擾，實時控制，快速響應，小的跟蹤誤差，易于實現(xiàn)控制方法等，以防止過電流過載這是可能的。如圖1-10所示。滯后控制方法的電流跟蹤精度通常與所選擇的滯后寬度有關。如果滯后寬度太大，開關頻率和損耗將減小，但同時補償性能會下降而誤差會增加，相反，如果滯后寬度太小，補償性能會提高，但開關管的操作會很明顯這將增加。結果，頻率和損耗增加了開關裝置的最終工作頻率要求。因此，盡管有許多優(yōu)點，但滯后電流控制的開關頻率并不固定，并且連續(xù)變化的窄脈沖和電流峰值改善了逆變器系統(tǒng)的主電路和電源開關裝置的設計難度。標準要求相對較高。電磁干擾，過濾時很困難。降低系統(tǒng)穩(wěn)定性。圖1-10電流瞬時值比較控制原理圖（5）無差拍控制無差拍控制是一種快速，準確的控制算法，可建立系統(tǒng)的精確狀態(tài)空間模型，分析模型和反饋信號，并通過相關的數(shù)字信號處理器精確計算下一時刻你需要決定。PWM控制信號使輸出電壓信號能夠達到跟蹤給定參考信號而沒有靜態(tài)誤差的目的。由于無節(jié)拍控制基于系統(tǒng)的精確數(shù)學模型，因此系統(tǒng)具有出色的動態(tài)性能并消除了穩(wěn)態(tài)誤差。這是該算法的最大優(yōu)點。精確的數(shù)學模型需要將控制器的性能與系統(tǒng)設備的參數(shù)相匹配，如果模型不準確，則會影響控制效果。另外，當負載快速變化時，控制算法的計算量增加，并且要求采樣精度高，如果不滿足，則可以降低控制器的控制效果。因此，改善無差拍控制算法缺陷的方法已成為現(xiàn)代的熱點問題。1.6本文研究主要內(nèi)容及結構安排本文以單相并網(wǎng)逆變器為基礎，探討了傳統(tǒng)控制方法在LCL并網(wǎng)逆變器中的局限性，以及由重復控制的延遲環(huán)節(jié)引起的動態(tài)性能不足的問題。LCL逆變器引入了復雜的控制系統(tǒng)，對由PI控制和重復控制組合而成的復雜控制詳細的理論分析。論文各章節(jié)具體內(nèi)容如下：第1章是介紹國內(nèi)外文獻綜述。我們研究了新能源發(fā)電技術中的逆變器，根據(jù)不同的分類介紹了逆變電路的拓撲結構，詳細分析了L型和LCL型雙輸出濾波器結構，并控制了各種逆變器。列出并分析了這些技術。并介紹了常用的電流控制技術，如PI電流控制，PR電流控制，重復控制，滯后電流控制，無差拍控制等。第2章是單相LCL并網(wǎng)逆變器的研究，介紹了單相并網(wǎng)逆變器的工作原理，分析了其工作模式。對LCL過濾器進行了詳細研究和分析。根據(jù)示例設計過濾器參數(shù)。最后，通過無源衰減補償技術消除了LCL型濾波器的諧振峰值的影響。第3章主要用于單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的建模，控制器的詳細參數(shù)設計以及系統(tǒng)模型的仿真。分析了兩種控制方法，基于PI控制分析并網(wǎng)逆變器，通過PI控制和重復控制分析并網(wǎng)逆變器，最終通過仿真得到輸出波形，并結合可行性它通過控制方法確認。第4章總結了單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的仿真，得出了系統(tǒng)輸出波形。這證明了PI控制和迭代控制的組合控制方法優(yōu)于單次迭代控制。第5章主要總結了關于這個主題的工作內(nèi)容，找到了自己的缺點，并對未來方向和前景的看法。第2章單相LCL型并網(wǎng)逆變器研究2.1單相LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器分析在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變器是分布式發(fā)電與電網(wǎng)之間的中間連接。拓撲和電網(wǎng)連接控制技術可確定整體系統(tǒng)性能并確保高效的電力傳輸和轉換。逆變器的核心是選擇與逆變器的成本和效率相關的拓撲結構，但對于光伏并網(wǎng)逆變器，低成本和高效率的前提條件可以承受大的波動。影響在本文中，我們主要使用單相全橋拓撲。電源開關管S1和S3形成橋臂，電源開關管S2和S4形成另一個橋臂，逆變橋產(chǎn)生交流信號，通過LCL濾波器成為標準正弦波，然后通過隔離變壓器供應給電網(wǎng)。如圖2-1。圖2-1LCL型單相并網(wǎng)逆變器的主電路圖本文主要研究光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的后端，包括由橋臂和濾波器組成的逆變器。因此，調整380伏三相交流電壓，以獲得直流電壓，而不是發(fā)電系統(tǒng)的前端直流電壓。為了確保安全，在逆變器的輸出和負載之間的連接點增加一個變壓器，將逆變器與電網(wǎng)隔離。假設在理想的器件特性、直流特性和電路特性條件下，單相并網(wǎng)逆變器可以分為四種工作模式（a、b、c、d）。其中，工作模式A和B在輸出AC的前半周期內(nèi)產(chǎn)生正電壓，而工作模式C和D在輸出AC中產(chǎn)生負半周期電壓，最后交替輸出正弦波形。交流電。工作方式a：功率開關S1、S4打開，功率開關S2、S3關閉，由前者提供的直流側電源開始通過電源開關向電網(wǎng)提供能量。等效電路圖如（a）所示。工作模式b：功率開關S1導通，與功率開關S2并聯(lián)連接的二極管D2導通，S2和S3仍然斷開，直流側不向電網(wǎng)供電，逆變器交流側的電感器先前存儲的電力被釋放。逆變器的輸出電流減小，等效電路如（b）所示。工作方式c：功率開關S1和S4斷開，功率開關S2和S3接通，前端DC電源通過逆變橋接開關S2和S3輸出負電壓。輸出濾波器中的電感器L存儲電能并且輸出電流增加。電流方向與工作模式A相反，其等效電路如圖（c）所示。工作方式d：開關連接到s2，二極管并聯(lián)連接到s4，s1和s4仍然斷開，直流側不為電網(wǎng)供電，但存儲在逆變器交流側電感前面的能量是它將被釋放。逆變器的輸出電流減小，電流方向與運行模式C匹配。等效電路如圖（d）所示。圖2-2逆變器運行時四種工作模態(tài)2.2正弦波脈寬調制2.2.1SPWM基本原理隨著電力電子技術的發(fā)展，出現(xiàn)了許多電壓調節(jié)和頻率轉換方法，現(xiàn)在正在使用更多的PWM技術。PWM用于控制輸出電壓。逆變器的輸出波形是標準正弦波。因此，正弦波可以被均勻地劃分為N個部分，一個正弦波的半分成具有相同的寬度和幅度的N個連續(xù)的脈沖，脈沖的連接是平滑的正弦波，而不是直線。當用相同尺寸的矩形脈沖代替上述脈沖時，等效域原理的等效矩形脈沖序列變?yōu)镻WM波形。根據(jù)面積相等的原理，可以根據(jù)正弦波的定律引入方波脈沖寬度。獲得具有與負正弦波相同效果的PWM波形。這是SPWM技術的基本原理。2.2.2SPWM技術的分析和比較對于單相電壓逆變器，有三種基本的SPWM技術：單極SPWM，雙極性SPWM和倍頻式SPWM。以下分析了幾種SPWM技術：（1）諧波、頻率分析當不同的SPWM方案應用于具有相同載波頻率的單相全橋電路時，它們的總開關頻率，輸出電壓脈沖頻率和最小諧波組中心頻率匹配?？傞_關頻率與輸出電壓脈沖頻率之比。在相同載波頻率下，雙極性SPWM技術的開關頻率幾乎是單極性SPWM的兩倍，相應的開關損耗加倍。對于具有相同幅度調制比的雙極性SPWM，諧波響應遠低于單極性。如果載波頻率相等，則倍頻頻率將是單極頻率的兩倍，當然電壓頻率也將是兩倍高。因此，僅從比率K，乘法器SPWM和單極SPWM基本相等。在SPWM調制模式下，在相同輸出電壓頻率（1200Hz）和相等幅度調制比（m=1）下的單相全橋逆變器電源電壓輸出的總諧波失真（THD）。分析表明，對于單相全橋逆變器，多頻SPWM和單極SPWM在總開關頻率，輸出電壓頻率和諧波失真方面是相對合適的方法。（2）開關應力和熱穩(wěn)定性分析以下描述適用于倍頻式SPWM和雙極SPWM，因為它們首先被選擇。由于兩種方法的SPWM開關頻率是單極性SPWM的兩倍，因此開關應力也大于單極性SPWM。在單極SPWM單相逆變器電路中，斬波臂型高頻開關具有大的開關應力，并且器件損耗主要由開關損耗表示。由于斬波臂和控制臂之間的開關應力相反，器件的損耗特性不同，難以穩(wěn)定器件的熱穩(wěn)定性，特別是當斬波臂的開關頻率很高時導致熱不平衡。對于單極SPWM，器件選擇和散熱是設計問題。在正弦波的正半周期中，VI1和VI4形成斬波臂，VI2和VI3處于常關或常開狀態(tài)，單極SPWM改善以解決單極熱不平衡問題。一直。在半周期中，VI2和VI3形成斬波臂，VI1和VI4處于常關或常開狀態(tài)。以這種方式，每個開關的應力可以平衡，并且熱穩(wěn)定性趨于均勻。2.3LCL濾波器的研究及設計2.3.1LCL濾波器研究與L型濾波器相比，LCL型濾波器是三階系統(tǒng)，具有濾波電容器C和兩個濾波電感器，為高頻濾波器電流提供旁路。其增益在高頻段衰減。因此，LCL濾波器可以有效地降低開關頻率處的紋波，并且在同一體積下具有較強的抑制電流諧波的能力。LCL并網(wǎng)逆變器的方框圖如圖2.3所示。圖2-3LCL型濾波器的結構框圖由圖推導出到并網(wǎng)電源的傳遞函數(shù)為（2-1）式中，為輸出濾波器的諧振角頻率，叫跟濾波器的電感，以及C相關，則：（2-2）式中電感比，總電感，諧振頻率為。根據(jù)公式（2-1），將單相LCL并網(wǎng)逆變器的傳遞函數(shù)應用于MATLAB中。繪制了LCL并網(wǎng)逆變器的開環(huán)零極點分布圖和鳥瞰圖。開環(huán)零極點分布如圖2.4所示，鳥瞰圖如圖2.5所示。圖2.4LCL型濾波器零極點分布圖從系統(tǒng)的零極點分布圖可以看出，開環(huán)零極點都是在虛軸上劃分的。通常情況下，實際電感和電容具有最小內(nèi)阻，但最小內(nèi)阻對開環(huán)零極點分布的影響很小，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也會隨之提高。從圖2.5可以看出，LCL輸出濾波器在諧振頻率的低頻段和高頻段衰減，可以很好地抑制并網(wǎng)逆變器中的諧波。然而，LCL濾波器的頻率響應在共振頻率下有一個共振峰，同時LCL濾波器的相位也有-180度的躍遷。從自動控制理論的角度來看，這種180度跳入負交叉會在右半平面產(chǎn)生一對閉環(huán)極點，這將導致嚴重的高頻諧振問題，從而導致并網(wǎng)逆變器的失穩(wěn)。圖2.5LCL型輸出濾波器特性圖2.6是用于并網(wǎng)逆變器的雙極SPWM調制技術。由于載波的頻率遠高于調制波的頻率，輸出電壓的諧波離基波差別很大，消除諧波的效果明顯。因此雙極型SPWM具有較好的抑制輸出電流諧波的能力，但它存在直流電源利用率低、功率開關器件開關損耗大的缺點。因此，一般采用單極SPWM調制，具有電磁干擾小、功率器件損耗小的優(yōu)點。其工作原理類似于雙極SPWM。通過正負極三角波與正弦調制波的比較，并分別實現(xiàn)了并網(wǎng)逆變器。裝置主電路中的四個電源開關是接通和斷開的，但前者只有一個高頻工作的功率開關臂，后者需要兩個高頻工作的電源開關臂，即四個高頻工作的電源開關臂，如圖2.7所示。在本文中，選擇開關頻率作為逆變器輸出電壓的載波頻率。連接到光伏網(wǎng)絡的逆變器使用單端SPWM調制技術來產(chǎn)生相對于逆變器輸出電流中的載波頻率的諧波電流分量。逆變橋的輸出端需要一個濾波器。電源電流的諧波頻率可表示為：（2-3）（2-4）式中，為正弦調制波頻率，為載波比，代表第次諧波頻率分布中心，為諧波中心周圍次數(shù)。并網(wǎng)光伏逆變器的諧波頻率和振幅由載流子比決定。此外，諧波產(chǎn)生的原因很多，如直流側電壓波動、電網(wǎng)電壓波動和三相不平衡。圖2.6雙極性SPWM示意圖圖2.7單極性SPWM示意圖2.3.2LCL濾波器的設計LCL濾波器具有許多優(yōu)點，并且它們的設計方法不同于傳統(tǒng)的L型濾波器和LC型濾波器，并且存在各種各樣的設計參數(shù)方法，并且還沒有被廣泛認可的設計。假設LCL濾波器在其諧振頻率處具有諧振峰值，則特定電感和電容參數(shù)的設計與電網(wǎng)連接系統(tǒng)的穩(wěn)定操作有關：1）濾波電容器消耗的無功功率應保持在并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)額定有功功率的10％以內(nèi)。2）在正常工作條件下，濾波器總電感的阻抗會使電源電壓降低10％。3）濾波器類型的諧振峰值應出現(xiàn)在中頻帶，即要求諧振頻率大于10倍的開關頻率小于開關頻率的一半，得到如下表達式：（2-5）（2-6）4）在LCL濾波器中，濾波電容的串聯(lián)電阻的方法一般是為了抑制諧振峰值，如果電阻過大，系統(tǒng)的額外損耗會增加，如果選擇太小，則有效的抑制峰值效應無法得到選擇合適的阻尼尺寸并比較優(yōu)缺點。5）開關頻率高頻分量盡可能通過濾波器中的電容分支流動，以確保紋波分量的分流，因此在設計參數(shù)時，阻抗值是開關頻率及其數(shù)值范圍保證是：（2-7）根據(jù)前面的設計要求，結合本文所需的ＬＣＬ濾波器，設定單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的參數(shù)如下表2-1：表2-1單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的參數(shù)參數(shù)說明參數(shù)值額定功率1直流輸入電壓400開關頻率／采樣頻率10電網(wǎng)頻率501.電感的設計LCL濾波器由兩個濾波電感和一個濾波電容組成，逆變橋上的電感A抑制諧波，電網(wǎng)上的電感再次濾除輸出電壓。在逆變橋上設計電感之前，用兩個濾波器去除大部分諧波。反相器橋側濾波器電感器芯的電感取決于輸出電流，輸出電流通過濾波電容器C的最小電流和反相逆變橋側濾波器電感器的數(shù)量是：（2-8）電感ｈ的紋波為：（2-9）式中為逆變橋側電感上的電壓，為系統(tǒng)的開關周期，為系統(tǒng)的開關頻率，為功率開關管的導通占空比。電感紋波大小與電感上的直流分量大小有關，選取電感紋波是其直流分量乃的20%：（2-10）由電感伏秒平衡原理可得，每個周期內(nèi)的占空比為:（2-11）系統(tǒng)開始運行時，直流電壓直接加在逆變器的輸出端，則此時取電網(wǎng)峰值電壓，可得電感值：（2-12）根據(jù)表2-1選取的參數(shù)，開關頻率取，直流側輸入電壓，其它值計算如下（2-13）（2-14）將以上數(shù)據(jù)代入式（2-13），則計算可得濾波電感為：，在本文設計中，其中2.濾波電容Ｃ的設計濾波電容Ｃ的作用不僅是濾波，還有產(chǎn)生無功功率。當濾波電容容量值設計過大時，產(chǎn)生無功功率增大，濾波效果更好，但會導致最終輸出電壓正弦波形畸變；當濾波電容容量值設計過小時，對電流的諧波抑制能力降低，導致濾波器的整體濾波效果變差。根據(jù)上述的設計準則（１），濾波電容所產(chǎn)生的無功功率不能大于其額定功率的１０％，由于市場的電容規(guī)格限制，本文設計中?。?.4LCL系統(tǒng)無源阻尼補償LCL濾波器具有共振頻率的共振峰。抑制共振峰的方法可分為主動阻尼方法和被動阻尼方法。有源阻尼不會改變系統(tǒng)的電路結構，并且通過反饋變量控制算法校正諧振峰值，這提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。常用的主動阻尼方法可分為兩類。一種是基于狀態(tài)可變反饋的方法，包括電容電流反饋方法和電容器電壓一次（二次）差分反饋方法。在電容器電壓一次微分反饋法的實際應用中，很難實現(xiàn)理想的區(qū)分開來的，微分會使系統(tǒng)的高頻噪聲被放大，從而很難用近似微分抑制諧振。在線實時測量濾波器的頻率校正陷波濾波器參數(shù)，必將增加硬件電路的成本和軟件設計的復雜性。電容電流反饋法由于其結構簡單、抑制共振峰的效果好，是目前應用最廣泛的主動阻尼方法。它的原理是從電容中獲得反饋，并從控制中模擬出一個虛擬電阻。通過軟件設計確定了虛電阻的大小，其結果相當于連接物理電阻對電容器的阻尼效應。然而，有源阻尼方法會增加系統(tǒng)的反饋，導致控制系統(tǒng)的復雜性。無源阻尼方法連接LCL濾波器的三個濾波器組件上的串聯(lián)或并聯(lián)電阻器，并通過改變系統(tǒng)的阻尼系數(shù)來改變器件的阻抗以實現(xiàn)諧振阻尼效應，提高穩(wěn)定性。如圖2-8所示，基于不同的電阻位置有六種基本的無源衰減方法，它們具有不同的頻率特性。如圖2-8所示，基于具有不同頻率特性的不同電阻位置，有六種基本的無源衰減方案。（1）如圖所示2-8（a）、（b）中，在電感器分支較小和較低頻率導致較大的增益的串聯(lián)電阻的LCL濾波器的電感性阻抗的增益是更小的阻力，但是，增加了高頻帶B增益受到影響，所以串聯(lián)電阻可以是N。（2）在圖2-8（C），（d），并聯(lián)電感器阻抗電阻支路的LCL濾波器電感減小高頻諧波衰減效果小，但更多的減小電阻，諧波阻尼容量電感的并聯(lián)電阻會降低電感支路的阻抗，因為它不會影響低頻段的增益。電阻可以忽略不計。（3）如在圖2.8（e）、（f）中電容器串聯(lián)電阻的F為看到的是，以增加電容器支路的阻抗減小了LCL濾波器在高頻帶中的阻尼能力。電阻越高，諧波衰減性能越低。但是，串聯(lián)電阻可以忽略不計，因為它不會影響低頻段的增益。如在電感（H）的比并聯(lián)電阻小得多（4）圖2-8高頻電阻和電感中示出的電容性電抗電容器是LCL濾波器的增益比低頻并聯(lián)電阻電容器后的并聯(lián)電阻的電阻值小影響LCL濾波器的高次諧波衰減的性能，所以不影響濾波電容器電壓基本等于電阻器兩端的電容器電壓的柵極電壓是更耐比其他無源阻尼方法的相同的濾波電容器的阻力。圖2-8六種基本的無源阻尼方法綜上所述，被動阻尼法具有較好的電容并聯(lián)電阻阻尼效果，不影響低頻段的增益或高頻段的諧波抑制能力，但阻尼損耗過大，電容并聯(lián)電阻較大。該方法比實際應用中的電容并聯(lián)電阻方法更實用。在本文檔中，使用了濾波電容的串聯(lián)電阻，如圖2-9所示。可以有效地減少由于并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的衰減引起的損耗，其中可以優(yōu)化和調整LCL濾波器的參數(shù)并且可以合理地配置控制環(huán)節(jié)的參數(shù)。圖2-9濾波電容Ｃ串聯(lián)電阻根據(jù)圖2-9，推導到到的傳遞函數(shù)為（2-15）沒有加阻尼時，系統(tǒng)的開環(huán)極點位于ｓ平面的虛軸上，系統(tǒng)處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)，稍有波動就會使得系統(tǒng)變成不穩(wěn)定狀態(tài)；加入阻尼電阻后，系統(tǒng)的極點移向ｓ平面的左邊，系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài)，通常取一個諧振頻率下與電容阻抗的一半。諧振頻率大?。海?-16）電阻的取值有（2-17）在相同阻尼的情況下，電感比k越小損耗越??；在相同k值情況下，隨著電感比的增大，諧波電流衰減比也上升，損耗也上升。當電感比=0.5時，電阻增大到時，諧波電流衰減比上升，阻尼損耗增長緩慢；從增大到時，損耗增大原來的兩倍之多。因此，阻尼電阻的值應考慮高諧波電流衰減比和最小阻尼損耗，最終，應優(yōu)化被動阻尼補償。圖2.10LCL型濾波器的幅頻和相頻特性曲線如圖2.10所示，高頻帶中電容的容抗電阻很低，因此串聯(lián)電阻會增加電容支路的阻抗，并降低衰減LCL濾波器高頻諧波的功能。由于容性電阻遠大于串聯(lián)電阻的電阻，因此串聯(lián)電阻可以忽略不計，對LCL濾波器的低頻放大影響很小。無源阻尼在工業(yè)中被廣泛使用，因為它可以完全抑制共振峰值而不改變原始系統(tǒng)的控制結構或由于其簡單性和可靠性而降低控制難度。2.5本章小結本章主要分析并網(wǎng)逆變器的工作原理，了解電源開關管在各工作模式下的導通情況。根據(jù)L型濾波器和LCL濾波器的通過LCL濾波器選擇的比較是在本研究中的綜合因素，樣品參數(shù)的結構原理和詳細的分析是根據(jù)設計原理設計的。LCL濾波器的頻率響應，所以具有在共振頻率的相位的共振峰用-180°跳躍產(chǎn)生導致系統(tǒng)不穩(wěn)定可以通過主動阻尼系統(tǒng)或被動阻尼系統(tǒng)來補償。補償方法的分析和比較最終用被動阻尼法補償濾波器，降低系統(tǒng)的復雜度。最后，MATLAB仿真表明可以有效地抑制共振，同時提高系統(tǒng)可靠性。第3章并網(wǎng)逆變器控制策略在并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，影響性能指標的重要因素之一是控制策略的選擇，有多種控制策略可供選擇，常用的網(wǎng)絡電流控制技術是成比例的比例微分（PID）、控制、重復控制。重復控制協(xié)同PI控制是用于降低諧波含量，提高系統(tǒng)性能和可靠性的逆變器，并根據(jù)滯后電流控制，有源無功解耦控制等其他要求使用復雜控制。魯棒性和低穩(wěn)態(tài)性能自適應魯棒無差拍控制有效解決了逆變器處于低開關頻率狀態(tài)時穩(wěn)態(tài)精度差的問題，復雜的組合模糊控制，自適應控制和PID控制方法應用于逆變換。在本文中，我們提出了一種自適應比例共振控制器的復雜控制方法，可用于跟蹤負載的電壓幅度和相角，其優(yōu)點是通過補償電壓來節(jié)省能量。在本文中，我們提出了一種PI控制和重復控制的混合控制方法，將PI控制與優(yōu)秀的動態(tài)響應和重復控制相結合，以獲得高增益并定期重復干擾信號。LCL并網(wǎng)逆變器可抑制諧波并改善系統(tǒng)動態(tài)響應。3.1單相并網(wǎng)逆變器的建模分析從第一章的理論分析，單相并網(wǎng)逆變器的主電路采用全橋拓撲結構，采用直流輸入電源，逆變橋，LCL輸出濾波器和反饋控制電路。上一節(jié)中的圖2.1。單相并網(wǎng)逆變器的前端是光伏系統(tǒng)，用于通過與直流電源相同的升降壓電路獲得穩(wěn)定的直流電源，逆變器橋輸出用LCL濾波器濾波，得到正弦交流電壓。反饋控制采集電網(wǎng)電壓和電流，數(shù)字控制器DSP完成數(shù)字控制算法，將四個SPWM驅動信號和信號輸出到四個電弧管，產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出，并達到電網(wǎng)系統(tǒng)的標準交流電源。單相并網(wǎng)逆變器的逆變橋由對應于非線性電路的四個功率開關管組成，并且根據(jù)前面的分析，應用單極SPWM調制方案，以及50Hz正弦波的正半波長。調制波可以選擇為10kHz三角波載波，系統(tǒng)全橋方法可以用來模擬逆變器全橋。下面分析逆變器的逆變橋，單極性SPWM的調制波函數(shù)為：（3-1）單極SPWM的采樣方法分為自然采樣法和對稱規(guī)則采樣法，一般采用后一種方法，其工作原理圖如圖1所示。在該圖中，三角波的載波周期是正弦波大于三角波和并網(wǎng)逆變器的輸出電壓的時間，U是DC側輸入電壓。輸出電壓值取決于輸入DC和載波的幅度。表達式為：（3-2）進一步可寫成逆變橋路的傳遞函數(shù)為（3-3）代表是逆變橋路的比例環(huán)節(jié)圖3-1對稱規(guī)則采樣工作原理圖經(jīng)過無源阻尼補償后的LCL型濾波器的傳遞函數(shù)：（3-4）本文采用的控制方法是對輸出電流進行負反饋控制，從而提高輸入網(wǎng)絡的質量，降低電流的總諧波，控制噪聲污染。如圖3-2所示。是入網(wǎng)電流，是參考電流信號，是電網(wǎng)電壓，是待選擇的控制器，是逆變橋路的比例常數(shù)。圖3-2并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)控制框圖從該等式可以理解，控制器包括在參考電流信號和電網(wǎng)電壓中，并且所選擇的好的控制器對于并網(wǎng)電流的諧波分量及增大系統(tǒng)抗干擾性。3.2基于PI控制的并網(wǎng)逆變器的分析PI控制在逆變器中運用非常之多，其主要優(yōu)點有控制參數(shù)易于調整，魯棒性強，可靠性高等，同時在其他電力電子裝置上的廣泛運用這種控制方式。在并網(wǎng)逆變器中，是比例常數(shù)，是積分常數(shù)，PI控制的傳遞函數(shù)為：（3-5）圖3-3控制零點圖從圖3-3可以看出，PI控制器存在一個左半圖的零點，用于減小系統(tǒng)的阻尼，效果與有關，還存在一個位于原點的極點，極點的作用是改善系統(tǒng)性能；將PI控制應用到單相并網(wǎng)逆變器的入網(wǎng)電流控制中，得到系統(tǒng)結構圖，如圖3-4所示。圖3.4基于PI控制并網(wǎng)逆變器的結構框圖根據(jù)系統(tǒng)結構框圖得到入網(wǎng)電流的表達式為（3-6）由于ＰＩ控制器中的＆、曷值取值有限，在基波頻率處增益有限，入網(wǎng)電流始終受影響。綜上分析，PI控制應用在并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中有以下兩處不足點：1）并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)始終存在穩(wěn)態(tài)誤差，消除穩(wěn)態(tài)誤差性能由＆、尺參數(shù)決定，需通過合理調整比例系數(shù)和積分系數(shù)的參數(shù)減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差。2）對于電網(wǎng)電壓引起的諧波干擾信號，PI控制器能力有限，無法消除其影響。3.3基于PI控制和重復控制的并網(wǎng)逆變器分析3.3.1重復控制的內(nèi)模重復控制是一種基于內(nèi)部模型原理的控制方法，內(nèi)部模型是一個包含穩(wěn)定閉環(huán)控制系統(tǒng)中外部控制信號的數(shù)學模型，應用該控制方法的系統(tǒng)是靜態(tài)的。有效地抑制差分跟蹤周期參考值或外部周期性干擾。應用內(nèi)部模型原理來穩(wěn)定系統(tǒng)的前提是控制鏈路的反饋信號來自控制信號，控制鏈路具有外部控制信號的數(shù)學模型。內(nèi)部模型控制可實現(xiàn)外部信號的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤嵌入式系統(tǒng)外部信號數(shù)學模型可嵌入內(nèi)部控制環(huán)節(jié)，實現(xiàn)高精度控制參考信號和反饋信號存在，兩者之間的差異為零，信號路徑相當于斷開，系統(tǒng)中的輸出信號不再與輸入反饋信號相關聯(lián)。此時，控制鏈路需要具有能夠反映外部控制信號的數(shù)學模型，并且模型可以在通過控制鏈路之后輸出相應的控制信號。然后，內(nèi)部模型可以輸出對應于外部反饋信號的控制信號，而不是依賴于外部反饋信號，其功能也可以被認為是信號發(fā)生器，并且相應的控制信號不斷的被發(fā)出。根據(jù)自動控制原理，階躍信號或干擾的數(shù)學模型基于內(nèi)部模型原理，帶積分鏈路的控制系統(tǒng)可以跟蹤階躍信號的穩(wěn)態(tài)誤差，消除外部階躍干擾信號它可以。數(shù)學模型來實現(xiàn)這種效果。如果外部信號或干擾是單頻正弦波信號，則可以在控制鏈路中嵌入相同頻率的正弦波信號模型，以提供其他穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。這是公關管理內(nèi)部模型的原理解釋。然而，如果具有多個分量頻率的正弦信號是外部信號或干擾，則需要設置多個內(nèi)部模式以實現(xiàn)系統(tǒng)的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。換句話說，應該針對頻率的不同諧波設置諧波。正弦波內(nèi)部模型顯著增加了控制整個系統(tǒng)的難度和復雜性。并網(wǎng)電流包含各種頻率的諧波，顯然不能滿足上述要求，傳統(tǒng)的內(nèi)部模型控制不能滿足實際并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的要求。當并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)運行時，諧波信號頻率是基本信號頻率的整數(shù)倍。諧波信號有兩個特征，其一是擾動信號都是諧波形式，其二諧波信號都具有其周期性質，每個電網(wǎng)50Hz基波周期內(nèi)的諧波信號都相同?？梢圆捎弥貜涂刂苾?nèi)模：（3-7）其中，T是外部信號的周期。重復控制的內(nèi)?？驁D如圖3-5所示。圖3-5重復控制內(nèi)模的時域框圖框圖上的重復內(nèi)部模式控制包括具有正反饋的延遲鏈路，延遲鏈路的延遲時間是外部信號的周期。在周期性諧波信號的情況下，內(nèi)部模式的輸出信號實現(xiàn)了連續(xù)累積和調整輸出的外部控制信號的目的，這類似于上述整個鏈路。通過將輸出信號調整為零來實現(xiàn)逆變器系統(tǒng)的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。內(nèi)部模型的重復控制通常用于離散域，因為模擬電路不易實現(xiàn)，因此易于實現(xiàn)延遲鏈路的數(shù)字控制：（3-8）式3.4中是為－個基波周期的采樣次數(shù)，記為系統(tǒng)采樣頻率與基波頻率比值。圖3-6離散域下重復控制內(nèi)?？驁D如圖3-6所示，內(nèi)部模式由具有正反饋的離散域的延遲鏈路組成，即使輸入信號為0也周期性輸出，輸出信號為同一周期控制信號。因此，最終可以實現(xiàn)系統(tǒng)聯(lián)動逆變器系統(tǒng)的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。為了有效地消除控制系統(tǒng)中的周期性干擾和故障，并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)主要使用迭代控制技術用于周期系統(tǒng)。由于交流電組件可由復雜組件控制，因此重復控制技術廣泛用于并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)。然而，內(nèi)模型的極點部分的理想迭代控制在虛軸上。從控制理論的角度來看，控制系統(tǒng)處于非常穩(wěn)定的狀態(tài)，待控制參數(shù)的微小變化使系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此，有必要糾正理想的重復控制。其核心結構如圖3-7所示。傳遞函數(shù)可以從離散域導出為：（3-9）式中上面相同；是內(nèi)模系數(shù)，為了穩(wěn)定內(nèi)模，通常取值為略小于1的常數(shù)或者增益小于1的低通濾波器。其內(nèi)模特性相應也會發(fā)生改變，即當輸入信號等于0時，改進后的重復控制內(nèi)模不再重復上－個周期控制信號，轉變成控制倍號逐個周期衰減輸出。圖3-7重復控制器結構圖3-8不同時的Bode圖圖3-9改進后重復控制系統(tǒng)框圖根據(jù)圖3-8所示的穩(wěn)定性標準和頻率特性，沒有穩(wěn)定性問題，因為LCL型控制對象通過無源衰減補償消除了諧振峰值和諧振峰值處的大相位差。雖然內(nèi)部模型改進后的實際應用中的迭代控制系統(tǒng)在內(nèi)部模型改進后通過迭代控制系統(tǒng)提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但是從性能的角度來看，它不能實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，這是一個折衷的辦法。動態(tài)性能下降是因為單次重復控制延遲了一個周期。3.3.2延時環(huán)節(jié)延遲環(huán)節(jié)是內(nèi)部模型迭代控制的基本部分，延遲屬性是不能用作獨立控制鏈路的固有屬性，可以改善前向路徑中系統(tǒng)的動態(tài)特性。由于延遲鏈路在前向路徑中，控制信號被延遲一個周期。在并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中，參考信號和干擾信號都具有周期信號，干擾信號的頻率是參考信號的整數(shù)倍，并且延遲鏈路在下一個周期中進行。在設計用于重復控制的補償鏈路時，高級相位補償設計也應基于延遲鏈路。因此，重復控制方法的缺點是動態(tài)性能差，響應速度慢于其他傳統(tǒng)控制方法。3.3.3補償環(huán)節(jié)補償環(huán)節(jié)確定迭代控制的系統(tǒng)性能，并且必須根據(jù)控制目標進行設計。原理是參考信號和干擾信號包含在內(nèi)部模型輸出中，然后應盡可能地抑制干擾信號，并且在要控制的輸出中應該沒有靜態(tài)差異。補償環(huán)節(jié)由三部分組成。記為，一般采用零相移誤差跟蹤理論，具體每個部分如下：（1）重復控制的增益通常設定為1或1等常數(shù)，并調整重復控制的補償強度。如果比較小，但對系統(tǒng)的穩(wěn)定性降低了系統(tǒng)的誤差信號的收斂速度增加，并且穩(wěn)態(tài)誤差，當較大時穩(wěn)態(tài)誤差然而系統(tǒng)可靠性降低。（2）作為相位補償?shù)臐u進鏈路與相位補償器相同。通常，根據(jù)受控對象和受控對象設計的濾波器引起相位延遲，相位小于0，并且超前相位補償器需要在中頻帶中接近零相移?？梢詫崿F(xiàn)預連接的前提是在迭代控制的前一部分中引入了延遲鏈接。（3）濾波器在中低頻時增益為1，并迅速降低高頻段的增益，以確保系統(tǒng)穩(wěn)定性并改善干擾保護。3.3.4PI+重復控制復合控制器結構PI控制器根據(jù)誤差信號進行差分控制來調整系統(tǒng)，但缺點是動態(tài)調整性能好，動態(tài)響應差，但周期性重復干擾信號增益高。復合控制器不僅改善了LCL系統(tǒng)連接逆變器的諧波抑制，還提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應性能。復雜控制器中引入的周期性延遲鏈路的重復控制具有較大的控制延遲，因此必須保持PI控制高速路徑，其結構如圖3.10所示。圖3-10LCL型并網(wǎng)逆變的PI控制和重復控制結構圖補償器是幅度補償環(huán)節(jié)，濾波器可以包括梳狀濾波器和二階低通濾波器，前者可以消除受控對象的共振峰值，后者可以用于提高前向信道的高度。頻率衰減功能是用于補償控制目標和二階低通濾波器的相移的相角補償鏈路。補償器允許系統(tǒng)在中頻帶和低頻帶中保持單位增益和零相移特性，并且增益在中頻帶和高頻帶中衰減，以滿足整個工作頻帶內(nèi)系統(tǒng)的穩(wěn)定性要求。3.4本章小結本章主要介紹并網(wǎng)逆變器的控制策略。首先，我們對單相并網(wǎng)逆變器進行數(shù)學建模和分析，獲得電網(wǎng)傳遞函數(shù)和輸入網(wǎng)絡電流表示，并基于PI控制連接電網(wǎng)。本章重點介紹重復控制技術，在內(nèi)部模型原理方面，系統(tǒng)可以跟蹤參考值而無需靜態(tài)跟蹤，有效抑制外部循環(huán)波動或模型重復控制。模型分析在重復控制中引入延遲鏈路和補償鏈路。提出了一種基于PI控制和迭代控制的集成控制策略，以保證良好的動態(tài)性能和高穩(wěn)態(tài)精度。第4章系統(tǒng)仿真結果在MATLAB仿真平臺上搭建一個1kw單相并網(wǎng)逆變器模型，各參數(shù)如下，電網(wǎng)峰值電壓為311V，直流側電壓400V，濾波電感為3mH，為1.5mH，濾波電容C為凡阻尼電阻為，開關頻率，電網(wǎng)頻率。根據(jù)PI控制和迭代組合控制，以下輸出電壓和電流波形可用于兩種控制方法。圖4-1顯示了單相電網(wǎng)互聯(lián)逆變器輸出電壓和電流波形的模擬以及浪涌電流頻譜的分析，但輸出電壓波形良好，電流波形的波動開始減小。同相和正弦波在輸出電壓和電流方面可以滿足設計要求，但輸出電流頻譜的總諧波失真為3.71％，單個PI控制顯示出更高的諧波抑制。圖4-2顯示了基于PI控制和重復控制的并網(wǎng)逆變系統(tǒng)輸入電壓和電流的模擬，波形，輸出電壓和電流的模擬表明波形相同，相位相同，信號穩(wěn)定，電壓小。當前尺寸符合設計要求，系統(tǒng)提供出色的動態(tài)性能。在圖（b）的網(wǎng)絡電流頻譜分析中，諧波含量低，THD為1.14％，低于PI控制。諧波抑制優(yōu)于單個PI控制。（a）并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的輸出電壓電流仿真波形（b）入網(wǎng)電流的頻譜分析圖4-1單獨PI控制下的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的仿真波形（a）并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的輸出電壓電流的仿真波形（b）入網(wǎng)電流的頻譜分析圖4-2PI控制和重復控制下的仿真波形第5章結論隨著光伏技術的發(fā)展，太陽能利用問題已成為現(xiàn)代社會亟待解決的問題。并網(wǎng)逆變器是新能源與電網(wǎng)之間的紐帶。逆變器控制PI控制是一種新型內(nèi)部模型控制，可有效抑制并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的諧波和周期性干擾，具有出色的動態(tài)性能。在本文中，PI控制和重復控制主要應用于并網(wǎng)逆變器。主要研究成果如下：（1）在本文中，我們介紹了并網(wǎng)逆變器的拓撲結構，比較和分析了L型和LCL型濾波器的特性，選擇了LCL型濾波器作為綜合目標元件，并分析了逆變器的設計原理。對單相并網(wǎng)逆變器進行數(shù)學建模分析，并在每種運行模式下引入功率開關管的導通。該方法抑制LCL濾波器的諧振峰值，通過使用電容器串聯(lián)電阻方法降低系統(tǒng)的復雜性，最小化衰減損耗，減小衰減參數(shù)，并使設計合理化。MATLAB仿真表明，無源衰減可以有效抑制諧振峰值并提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。