5.3 混頻器的電路結構形式

5.3混頻器的電路結構形式混頻器的電路結構形式可分為有源混頻器電路和無源混頻器電路兩種。常見的有源混頻器電路形式有單管跨導型混頻電路、單平衡混頻電路、吉爾伯特雙平衡混頻電路等。常見的無源混頻器電路形式有二極管混頻電路、無源場效應管混頻電路等。5.3.1吉爾伯特雙平衡混頻器電路吉爾伯特（Gilbert）單元電路結構形式為雙平衡模擬乘法器電路。吉爾伯特乘法單元電路在調制、混頻、鑒頻、鑒相中得到廣泛應用。吉爾伯特雙平衡混頻器是由吉爾伯特（Gilbert）單元電路組成，原理電路如圖5.3.1所示。圖5.3.1吉爾伯特雙平衡混頻器電路電路由差分對管VT1、VT2、VT5和VT3、VT4、VT6組成，輸入電壓u2交叉地加到VT1、VT2和VT3、VT4組成兩個差分對管的輸入端，輸入電壓u1加到由VT5和VT6組成的差分對管輸入端。當雙端輸出時，該電路的差值電流為（5.3.1）差值電流（i1i2）和（i4i3）分別是上面兩個差分對的輸出電流，它們分別是

（5.3.2）

（5.3.3）則

（5.3.4）而（i5i6）是差分對管VT5和VT6的輸出差值電流，它們?yōu)?/p>

（5.3.5）因而總的輸出電流為

（5.3.6）下面按u1和u2的大小，分三種情況來討論。1．u1和u2均為小信號若u1和u2均小于26mV時，采用如下近似式，即（5.3.7）所以輸出電流可簡化為（5.3.8）從式（5.3.8）可見，電路實現(xiàn)了輸入電壓u1和u2的線性相乘，輸出電流中僅含有的頻率分量。但它的動態(tài)范圍很小，而且乘積系數(shù)與溫度T有關。一般不在混頻器中使用。

2．u1和u2，一個為大信號，另一個為小信號設u2為大信號，u1為小信號。當u2的幅度U2m大于100mV時，4只晶體管VT1、VT2、VT3和VT4可以認為工作于開關狀態(tài)，此時，則輸出電流為（5.3.9）式中，為VT5或VT6在靜態(tài)偏置電流為I0/2時的跨導。將S2(t)的展開式代入式（5.3.9），其中n=1對應的頻譜分量即是u1與u2相乘的結果，頻率為（1+2）和（12），其電流幅度為（5.3.10）該乘法器輸出電流大小與小信號u1的幅度及該小信號放大器（VT5和VT6）的跨導有關，與大信號u2的幅度無關。吉爾伯特乘法器構成的雙平衡混頻器一般工作于這種狀態(tài)。其缺點同樣是u1的線性范圍很小。為了擴大u1的線性范圍，可以在下面差分對管VT5和VT6的發(fā)射極之間加上負反饋電阻。3．u1和u2均為大信號此時上、下兩對差分對管均工作于開關狀態(tài)，所以有（5.3.11）輸出電流與兩輸入信號的幅度均無關，輸出電流中含有1和2的各奇次諧波的組合頻率分量，其中即為u1與u2相乘的頻譜分量。采用圖5.3.1所示的Gilbert乘法器單元電路構成雙平衡混頻器，其工作模式一般是本振大信號作為開關控制信號加在VT1、VT2、VT3、VT4輸入端，射頻小信號加在線性放大器VT5、VT6的輸入端。當Gilbert乘法單元作為混頻應用時，一般不在VT5、VT6的發(fā)射極加負反饋電阻，因為這會增加混頻器的噪聲系數(shù)。與單管或單平衡混頻器相比，雙平衡混頻器具有如下優(yōu)點：一是各端口間的隔離性能好，特別是本振端口向中頻端口的隔離性能比單平衡混頻器有所改進。因為在雙平衡混頻器中，輸出電流是上面兩個差分對電流以相反的相位疊加，抵消了本振信號向中頻端口的泄漏。無論u1和u2工作于大、小信號狀態(tài)，輸出電流中都不包含有u2（本振信號）的頻率分量。二是線性范圍增大。RF輸入級采用的是差分放大器，它的伏安特性為tank函數(shù)，此函數(shù)以零點為中心有較大的線性范圍。在相同的非線性失真條件下，差分放大器的線性輸入動態(tài)范圍幾乎是單管共射（無發(fā)射極反饋電阻Re）放大器的10倍。由于采用了VT1、VT2、VT3、VT4雙平衡結構，輸出電流i與射頻輸入差分放大器的兩管電流之差（i5i6）成正比，這樣就抵消了RF級的i/u變換中的偶次失真項。三是雙平衡混頻器的本振、射頻輸入及中頻輸出，可以采用單端形式也可以是雙端平衡形式。5.3.2二極管雙平衡混頻器電路常見的無源混頻器電路形式有二極管混頻器電路、無源場效應管混頻器電路等。圖5.3.2是最常用的二極管雙平衡混頻器，也稱環(huán)行混頻器。它由四只性能一致的二極管組成環(huán)路，具有LO、RF、IF三個端口。本振電壓和射頻電壓分別從LO端口和RF端口輸入，它們都通過變壓器將單端輸入變?yōu)槠胶廨斎氩⑦M行阻抗變換。中頻IF