電力電子技術第三章

第三章直流—交流變換技術

主講：李善壽電話:0551-351314電力電子技術當前1頁，總共98頁。3.1概述一、逆變概念逆變——與整流相對應，直流電變成交流電。交流側接電網(wǎng)，為有源逆變；交流側接負載，為無源逆變；本章講述無源逆變。二、逆變器的分類（1）按功率器件分：半控器件逆變電路、全控器件逆變電路（2）按輸出波形分：方波輸出逆變器、正弦波輸出逆變器、其他輸出波形逆變器當前2頁，總共98頁。3.1概述（3）按輸入直流電源形式分：電壓源逆變器、電流源逆變器三、逆變器的工業(yè)應用變頻變壓電源VVVF，即變頻器。通常用于交流電動機調速；恒頻恒壓電源CVCF，典型代表是UPS，以及其它的各種電源；感應加熱用交流電源，要求頻率可以在一定范圍內變化。當前3頁，總共98頁。3.1概述四、常用逆變電路結構常用結構分為：推挽、半橋、全橋三種（1）推挽逆變電路當前4頁，總共98頁。3.1概述VT2導通，變壓器一次側兩個繞組的同名端電壓極性為正，負載側兩端電壓為上正下負，而同時由于VT2導通、VT1截止，有：VT2和VT1均沒有觸發(fā)信號，都不導通，變壓器二次繞組沒有感應電壓，負載兩端電壓為0，且VT2和VT1兩端電壓都為Ui。VT1有門極信號可以觸發(fā)導通，因此變壓器一次側兩個繞組的同名端電壓極性為負，負載側兩端電壓為上負下正，而同時由于VT1導通、VT2截止，有：當前5頁，總共98頁。3.1概述（2）半橋逆變電路當前6頁，總共98頁。3.1概述（1）VT1和VT2在一個周期內交替導通，各自導通半個周期。輸出電壓uo為矩形波，其幅值為Um=Ud/2。（2）此電路所帶負載為感性負載，所以電流輸出波形滯后電壓一定角度。如圖所示，在t2時刻前，VT1導通、VT2關斷，t2時刻VT2開通、VT1關斷，但是由于所帶負載是感性負載，所以電流不能立刻反向，先通過VD2續(xù)流一直到電流達到零為止，此時VD2截止、VT2正式開通，電流反向。其余工作過程類似。當前7頁，總共98頁。3.1概述（3）全橋逆變電路當前8頁，總共98頁。一、基本電路結構3.2單相方波逆變電路當前9頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路

二、理想條件假定1、器件特性理想：功率器件無損耗、無延時，開關狀態(tài)切換瞬間完成；隨著技術進步，實際器件與理想狀況差別越來越小。2、電源特性理想：逆變能量來源為理想直流電壓源；實際電路是低內阻大容量直流母線電容來逼近的。3、電路特性理想：逆變電路忽略分布、寄生參數(shù)的影響，連接線為理想零阻抗；實際電路采用材料和電路布局的改善來逼近這種狀態(tài)。4、負載特性理想：負載為理想線性元件，電阻無寄生電感和電容，電抗器無損耗和飽和，電容器無等效串并聯(lián)電阻和電感。實際線性負載在一定范圍內可以視為理想。當前10頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路三、電路分析的目的1、理解逆變的工作原理2、了解器件工作中的狀態(tài)（電壓、電流波形）3、分析相關電流、電壓的數(shù)值關系四、電路工作分析1、波形控制規(guī)律（1）VT1、VT3和VT2、VT4分為兩個工作組，工作狀態(tài)（開通和關斷）互補。（2）假定輸出交流電周期為T，則VT1、VT3和VT2、VT4分別工作T/2時間，即開通和關斷時間分別為T/2。當前11頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路2、電路工作波形分析（1）各橋臂由MOSFET與反并二極管組成，當MOSFET一旦開通，橋臂可以正反向流動電流，此時橋臂可以視為短路；在0～期間，VT1、VT3開通，；～2期間，VT2、VT4開通，；一個周期內電壓平均值為零（直流分量為零），因此負載上電流波形的直流分量也為零，穩(wěn)態(tài)時電流瞬時值必然有正有負，各半周期的電流起始值與電流終值必然方向相反。（2）0～1時段，ug1、3>0，VT1、VT3開通，對于電感負載，電流滯后，此時VD1、VD3續(xù)流，電流方向：A－VD1－Cd－VD3－B，由于二極管續(xù)流存在，VT1、VT3實際不能導通；ug2、4=0，VT2、VT4關斷。當前12頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路

（3）1~時段，ug1、3>0，電流過零，VT1、VT3正常開通，電流方向：VT1－A－B－VT3，形成負載電流正半波；ug2、4=0，VT2、VT4關斷。（4）~2時段，ug1、3=0，VT1、VT3關斷，ug2、4>0，VT2、VT4開通，對于電感負載，電流滯后，此時VD2、VD4續(xù)流，電流方向：B－VD2－Cd－VD4－A,由于二極管續(xù)流存在，VT2、VT4實際不能導通。（5）2~2時段，ug2、4>0，電流過零，VT2、VT4正常開通，電流方向：VT2－B－A－VT4，形成負載電流負半波；ug1、3=0，VT1、VT3關斷。當前13頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路當前14頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路3、相關參數(shù)計算（1）按傅立葉級數(shù)展開分析，輸出電壓：（2）基波電壓幅值：（3）基波電壓有效值：（4）基波電壓增益：

當前15頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路（5）諧波失真度：其中：為基波幅值的標么值（6）輸入電流分析a、電流波形正負幅值相等

0～期間：

R～L電路電流的三要素法公式：當前16頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路～2期間：

由于輸入電壓的平均值為零（直流分量為零），輸出電流的直流分量亦為零。則：當前17頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路b、電流幅值計算在時刻有：當前18頁，總共98頁。3.2單相方波逆變電路4、方波逆變電路的特點（1）方波逆變電路輸出為交變方波，各占50%周期，與負載性質無關，在電路和參數(shù)確定情況下，輸出電壓形狀和幅值都不可調節(jié)；（2）輸出電壓諧波含量豐富。方波輸出除基波外還包含奇次諧波，第n次諧波的幅值與其頻率成反比。諧波含量高的逆變器如果用于電機驅動，會造成定子諧波電流銅損明顯增加和較大幅度轉矩脈動；（3）直流電壓利用率較高，基波電壓增益的物理意義是表示一定幅值的直流電壓可以逆變產生的交流輸出電壓基波有效值，又稱作直流電壓利用率。當前19頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制一、單相方波逆變的輸出電壓控制的基本方法調節(jié)直流母線電壓：可以通過相控整流或者整流后加DC-DC變換器來實現(xiàn)；移相調壓控制：兩套方波逆變器通過變壓器進行串聯(lián)移相調壓或通過移相調壓全橋逆變電路實現(xiàn)。方波PWM電壓控制：在輸出方波電壓中加入脈寬調制波，調節(jié)輸出電壓的平均值，從而調節(jié)輸出電壓當前20頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制二、兩級調壓逆變電路電路結構電路特點優(yōu)點：分級調壓、調頻，調節(jié)方便；缺點：電路結構復雜，效率低。DC/DC變換DC/AC變換UdcUdUac當前21頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制三、電流連續(xù)工作狀態(tài)下移相調壓控制1、移相調壓的工作原理

ug1、ug4互補輸出，ug2、ug3互補輸出，但兩組信號的相位在0～之間可調，輸出脈寬可以變化，從而調節(jié)輸出電壓基波和有效值。（1）ωt＝0時刻開始，0～θ1時間段：此時ug1,3>0、ug2,4=0，VT1、VT3所在橋臂導通，由于是感性負載，電流滯后，此時負載電流與電壓反向，因此VD3、VD1導通，負載電感儲能向直流母線回饋，負載電流絕對值按照指數(shù)規(guī)律下降，直到θ1時刻負載電流過零，負載電壓Uo＝+Ud，直流母線的輸入電流與負載電流相同。當前22頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制當前23頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制（2）θ1時刻開始，θ1～θ2時間段：此時ug1,3>0、ug2,4=0，VT1、VT3所在橋臂導通，負載電流由VD3、VD1轉換到VT3、VT1，負載電流按照指數(shù)規(guī)律正向增大，負載電壓Uo＝+Ud，直流母線的輸入電流與負載電流相同。（3）θ2時刻開始，θ2～θ3時間段：此時ug1,2>0、ug3,4=0，VT1、VT2所在橋臂導通，由于電感的續(xù)流作用，負載電流由VT3切換到VD2，VT1繼續(xù)導通，此時負載被VT1、VD2“短路”，負載電感儲能在負載電阻中消耗，io以較小的斜率指數(shù)下降，負載電壓Uo＝0，直流母線的輸入電流為0。當前24頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制（4）θ3時刻開始，θ3～θ4時間段：此時ug1,3=0、ug2,4>0，VT2、VT4所在橋臂導通，由于電感的續(xù)流作用，負載電流由VD2、VT1轉換到VD2、VD4，負載電感儲能向直流母線回饋，負載電流按照指數(shù)規(guī)律下降，直到θ4時刻負載電流過零，負載電壓Uo＝-Ud，直流母線輸入電流與負載電流相反。（5）θ4時刻開始，θ4～θ5時間段：此時ug1,3=0、ug2,4>0，VT2、VT4所在橋臂導通，負載電流由VD2、VD4切換到VT2、VT4，負載電流按照指數(shù)規(guī)律反向增加，負載電壓Uo＝-Ud，直流母線輸入電流與負載電流相反。當前25頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制（6）θ5時刻開始，θ5～θ6時間段：此時ug1,2=0、ug3,4>0，VT3、VT4所在橋臂導通，由于電感的續(xù)流作用，負載電流由VT2切換到VD3，VT4繼續(xù)導通，此時負載被VT4、VD3“短路”，負載電感儲能在負載電阻中消耗，io的絕對值以較小的斜率指數(shù)下降，負載電壓Uo＝0，直流母線輸入電流為0。當前26頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制2、方波移相調壓逆變電路的輸出電壓分析（1）輸出電壓波形特點Uo＋Ud－Ud當前27頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制（2）輸出電壓分析 輸出電壓：（3）諧波分析 各次諧波幅值

各次諧波相對幅值（以、時的為基準值）當前28頁，總共98頁。當前29頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制3、移相全橋逆變電路特點單級電路，結構簡單、效率高調節(jié)控制信號相位變化，實現(xiàn)調壓，實質上是改變輸出正負脈沖寬度調節(jié)電壓，實質上是脈寬調制輸出諧波含量仍然很高當前30頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制四、矩形波調制逆變電壓控制1、矩形波調制逆變電路工作原理

輸出電壓波形正半波時，ug1恒定高電壓，VT1恒開通，ug4恒定為低電平，VT4恒定關斷，ug2、ug3為互補脈沖輸出，其脈沖寬度恒定，脈沖頻率可變，從而調節(jié)脈寬的占空比，調節(jié)輸出電壓的基波值和平均值。輸出電壓波形負半波時，ug2恒定高電壓，VT2恒開通，ug3恒定為低電平VT3恒定關斷，ug1、ug4為互補脈沖輸出，控制規(guī)律與正半波相同，如圖所示。當前31頁，總共98頁。第二節(jié)單相方波逆變電路當前32頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制2、矩形波調制電壓控制逆變電路的輸出電壓分析（1）輸出電壓波形特點矩形波的相對脈寬系數(shù)

，為矩形波最大脈寬當前33頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制（2）輸出電壓分析 輸出電壓：（3）諧波分析 假定斬波周期為TC（頻率fC)

；電路工作周期為T（頻率f）；則設定載波比為：各次諧波與載波比的關系如下圖（，諧波分布圖）當前34頁，總共98頁。當前35頁，總共98頁。3.3單相方波逆變電路的電壓控制3、矩形波調制電壓控制逆變電路特點單級電路，結構簡單、效率高當值較低的時候，電路諧波含量仍很高當值較高的時候，諧波含量有所下降，但諧波次數(shù)仍然很低（低次諧波含量大），且淺控時諧波含量增大。當前36頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制一、逆變電路諧波控制的基本方法

通過前面的介紹，方波逆變電路解決了調頻、調壓等問題，對于如感應加熱等應用已經不存在問題，但若將逆變電路應用于電機調速之類的應用場合，存在的主要問題是諧波含量偏高；因此，解決諧波問題是逆變電源應用于調速、UPS等場合的關鍵。常用的諧波控制方法有：SPWM調制法、電流跟蹤法、指定消諧法等多種方法。當前37頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制二、SPWM調制技術及其應用1、正弦脈寬調制（SPWM）技術的理論基礎

采樣控制理論中有一個重要結論：形狀不同但面積相等的窄脈沖加之于線性環(huán)節(jié)時，得到的輸出效果基本相同。如圖所示，分別是矩形、三角形、正弦半波窄脈沖和理想單位脈沖函數(shù)為波形的電壓源u(t)施加于R、L負載上的情況，當負載時間常數(shù)遠大于激勵脈沖持續(xù)時間時，響應i(t)基本一致，只在上升段有所不同。由于響應持續(xù)時間較長的下降段體現(xiàn)了低頻成份，持續(xù)時間短的上升段體現(xiàn)了響應的高頻分量，因此各個響應按傅里葉分析在低頻段基本一致，差別存在于高頻段。當激勵脈沖越窄（或負載慣性常數(shù)與脈沖持續(xù)時間相差越大），則響應的高頻段所占比例愈小，整個響應愈相近。當前38頁，總共98頁。當前39頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制

線性系統(tǒng)周期性窄脈沖群的響應可以等效為各個窄脈沖相應的疊加，這樣某一以時間為自變量的激勵函數(shù)加在慣性環(huán)節(jié)上的響應可以被等效為按時間段與之面積相等的窄脈沖序列加在同一環(huán)節(jié)上得到的響應。利用等面積序列脈沖等效正弦半波相應時間段的面積就形成了一系列脈寬隨正弦波瞬時值變動的脈沖序列－－即SPWM波，如圖所示。開關功率變換器輸出為脈沖函數(shù)，利用高頻SPWM波施加于負載，并配置低通濾波環(huán)節(jié)就能夠產生需要的低頻正弦響應－－即SPWM調制技術的基本原理與方法。當前40頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制2、自然采樣法－－產生SPWM波的基本方法按照三角波（或鋸齒波、統(tǒng)稱為載波）與正弦波（調制波）比較，產生SPWM脈沖序列的方法稱為自然采樣法。正弦波在不同相位角時其值不同，與三角波相交所得脈沖寬度也不同；當正弦波頻率變化和幅值變化時，各個脈沖寬度也相應發(fā)生變化。利用模擬電路可以方便的實現(xiàn)這個功能，將正弦波與三角波施加于比較器的兩個輸入，其輸出即為SPWM波，因此這種方法在模擬控制方式中比較常用，但作為數(shù)字控制時由于計算工作量大，一般不常用。當前41頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制自然采樣法示意：uc為三角載波，周期為Tcus為正弦調制波，周期為Ts當us>uc時，輸出＋Uo

當us<uc時，輸出－Uo一般有：Ts>>Tc

usm≤

ucm當前42頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制3、規(guī)則采樣法（自然采樣法的改進－－適合數(shù)字控制）規(guī)則采樣法的原理

以載波周期谷點時刻調制波瞬時值為整個載波周期內調制波的幅值，這樣調制波與與載波比較得到SPWM信號的方法稱為規(guī)則采樣法。規(guī)則采樣法的特點（1）相當于以載波周期谷點時刻調制波瞬時值為基準的階梯波代替正弦調制波來產生SPWM波；（2）在數(shù)字控制系統(tǒng)中，SPWM信號由計算機產生，各個脈沖起始與終止時刻需要實時計算或查表，采用這種方法計算工作量大為減小，因此，在數(shù)字控制系統(tǒng)中應用廣泛。當前43頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制規(guī)則采樣法示意：

uc為三角載波，周期為Tcus為正弦調制波，周期為Ts以載波周期谷點時刻調制波瞬時值為整個載波周期內調制波的幅值us(t0)當us>uc時，輸出＋Uo

當us<uc時，輸出－Uo當前44頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制

規(guī)則采樣法的等效示意圖當前45頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制幾個概念SPWM采用的調制波為正弦波，載波uc是峰峰值為2Ucm，頻率為fc的三角波幅度調制比：頻率調制比（載波比）：當前46頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制4、雙極性SPWM控制逆變的原理與分析（自然采樣法的應用）（1）引入一個固定頻率、固定幅值的三角波uc－－三角載波。（2）引入一個與輸出頻率相同、幅值不超過三角波的正弦波us－－調制波。（3）將調制波與三角載波進行比較，輸出一系列脈寬按正弦規(guī)律變化的方波－－SPWM波，用來控制橋式逆變器的兩組開關。（4）控制方法：

Us>Uc時，VT1、VT3導通，VT2、VT4關斷，輸出電壓+Ud

Us<Uc時，VT2、VT4導通，VT1、VT3關斷，輸出電壓-Ud當前47頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（5）輸出波形調頻、調壓的實現(xiàn)雙極性SPWM波的特點：輸出基波頻率與調制波相同，輸出基波電壓與幅度調制比相關，輸出諧波頻率為調制波頻率的整數(shù)倍。因此，固定三角載波的頻率和幅值，改變調制波的頻率和幅值就可以改變輸出SPWM波中正弦基波的頻率和幅值。（6）輸出基波電壓與直流電壓利用率基波電壓幅值：

在幅度調制比不超過1時，雙極性SPWM的輸出電壓基波幅值與幅度調制比成正比直流電壓利用率：當前48頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制當前49頁，總共98頁。當前50頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（7）雙極性控制的特點直流電壓利用率低，解決的方法是采用過調制或注入諧波調制；開關頻率提高是改善輸出諧波特性根本辦法，但也帶來相應的損耗；橋臂互補工作的可靠性問題要求加入“死區(qū)時間”，但降低了電路的直流電壓利用率并引入理論上沒有的低頻諧波（3、5、7。。。次諧波）等不良影響。當前51頁，總共98頁。當前52頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制5、單極性SPWM控制逆變的方法（倍頻控制的SPWM方法）（1）引入一個固定頻率、固定幅值的三角波uc－三角載波。（2）引入一個與輸出頻率相同、幅值不超過三角波的正弦波us－調制波。（3）將調制波us與三角載波uc進行比較，輸出一系列脈寬按正弦規(guī)律變化的方波－SPWM波，用來控制橋式逆變器的VT1、VT4，將調制波-us與三角載波uc進行比較，輸出一系列脈寬按正弦規(guī)律變化的方波－SPWM波，用來控制橋式逆變器的VT2、VT3，根據(jù)頻譜分析結果，輸出波形中除與調制波相同頻率的波形幅值較大外，其余的諧波含量主要為與三角載波頻率相關的高次諧波，最低為三角載波頻率的2倍，由于三角載波頻率較高，比較容易濾除。當前53頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（4）控制方法：

us>uc時，VT1導通，VT4關斷，輸出電壓+Ud

us<uc時，VT4導通，VT1關斷，輸出電壓-Ud

-us>uc時，VT2導通，VT3關斷，輸出電壓+Ud-us<uc時，VT3導通，VT2關斷，輸出電壓-Ud例、t1--t2時間段：

us<uc，VT4導通，VT1關斷-us<uc，VT3導通，VT2關斷因此，VT3、VT4導通，輸出電壓uAB=0V當前54頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制

t3--t4時間段：

us>uc，VT1導通，VT4關斷-us<uc，VT3導通，VT2關斷因此，VT1、VT3導通，輸出電壓uAB=Ud

t5--t6時間段：

us>uc，VT1導通，VT4關斷-us>uc，VT2導通，VT3關斷因此，VT1、VT2導通，輸出電壓uAB=0

t7—t8時間段：-us>uc，VT2導通，VT3關斷

us<uc，VT4導通，VT1關斷因此，VT2、VT4導通，輸出電壓uAB=-Ud當前55頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制當前56頁，總共98頁。第三節(jié)單相SPWM逆變電路當前57頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（5）輸出波形調頻、調壓的實現(xiàn)雙極性SPWM波的特點：輸出基波頻率與調制波相同，輸出基波電壓與幅度調制比相關，輸出諧波頻率為調制波頻率的偶數(shù)倍。因此，固定三角載波的頻率和幅值，改變調制波的頻率和幅值就可以改變輸出SPWM波中正弦基波的頻率和幅值。（6）輸出基波電壓與直流電壓利用率基波電壓幅值：

在幅度調制比不超過1時，單極性SPWM的輸出電壓基波幅值與幅度調制比成正比直流電壓利用率：當前58頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（7）單極性控制的特點輸出電壓、輸入電源電流的諧波性能優(yōu)于雙極性調制其他性能與雙極性調制類似。當前59頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制6、SPWM調制的相關技術（1）調制方式異步調制載波信號和調制信號不保持同步關系，通常保持載波頻率不變，而調制波頻率可變，因此載波比（頻率調制比）可變，在調制信號半個周期內，脈沖個數(shù)、脈沖相位也不固定；正負半周內脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。同步調制載波比（頻率調制比）等于常數(shù)，在變頻時使載波信號和調制信號保持同步。在調制信號半個周期內，脈沖個數(shù)、脈沖相位固定；正負半周內脈沖對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也對稱。當前60頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制分段同步調制把逆變電路輸出頻率分為多個頻段，在每個頻段內分別采用同步調制，各頻段采用不同載波比（頻率調制比）。這樣克服了同步調制低頻段載波頻率降低的弊端。（2）過調制提高直流電壓利用率當時，進入過調制狀態(tài)（），對于部分相應輸出（相當于削頂調制波與載波比較），此時電路諧波增加，但直流電壓的利用率也同樣提高。也可以利用梯形波代替正弦調制波來取得類似的效果。另一種辦法是在正弦調制波中同步疊加三次諧波形成馬鞍波作為調制波，其效果也同樣提高直流電壓的利用率，但僅增加三次諧波，鑒于三相對稱電路的特點，這種方法在三相電路比較常用。當前61頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制三、電流跟蹤PWM的工作原理與應用1、電流跟蹤法的原理引入一個與輸出電流頻率相同的正弦波is－－參考波引入一個信號偏差－－偏差閾值將輸出電流與輸入電流比較：當輸出電流io>is+時，輸出-U；當輸出電流io<is-時，輸出+U；以此產生PWM波加在負載上，結果使輸出電流基波強制跟隨is變化，偏差為±當前62頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制2、電流跟蹤法的雙極性控制應用（1）電流跟蹤的實現(xiàn)原理引入一個滯環(huán)比較器和一個誤差運算器，將參考電流信號is與輸出電流的反饋信號io進行誤差運算，其結果輸入一個滯環(huán)比較器進行調制，輸出波形即為需要的控制波形。isio+Δ-Δ+U-U-+PWM當前63頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制（2）控制方法：輸出電流io>is+時，VT1、VT3關斷，VT2、VT4導通，輸出-Ud輸出電流io<is-時，VT2、VT4關斷，VT1、VT3導通，輸出+Ud（3）輸出波形調頻、調幅的實現(xiàn)：改變參考波is的頻率和幅值，就可以改變輸出電流基波的頻率和幅值（4）電流跟蹤法的特點：直接以輸出電流為控制對象，系統(tǒng)具有快速的瞬態(tài)響應；以輸出電流為控制對象，系統(tǒng)無條件穩(wěn)定，具有較高的穩(wěn)定性；以電流為控制對象，容易防止變壓器偏磁現(xiàn)象，避免磁路飽和；開關頻率不固定，輸出頻譜可變，實際應用需要采取一定措施。當前64頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制當前65頁，總共98頁。第三節(jié)單相SPWM逆變電路當前66頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制四、指定消諧法的原理與應用1、指定消諧法的原理控制輸出電壓脈沖列的電角度以消除逆變器輸出電壓中某些危害較大的諧波（一般是低次諧波），控制基波分量大小，這種方法就是指定消諧法。2、單極性調制諧波消除技術采用如圖的單極性調制波，該波形為奇函數(shù)，對稱于，波形中只含有奇次諧波，有：

當前67頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制假定波形幅度為Ud，將方波在半波內斬切為M個脈沖，其斬切角分別為，則對于奇數(shù)n和任意M有：其中：當前68頁，總共98頁。注意到是n次諧波電壓的峰值，對于任意的M，只要令：式中i是要消除的諧波次數(shù)，它應有M-1個奇整數(shù)，從而得出一組方程，它的解即消除了M-1個諧波。以此方法確定多個開關角，從而確定單極性控制波形。3.4單相方波逆變電路的諧波控制當前69頁，總共98頁。3.4單相方波逆變電路的諧波控制當前70頁，總共98頁。3.5三相逆變電路一、三相方波逆變電路1、電路結構三相方波逆變電路常用三相橋式電路結構，如圖a)，有時輸入端采用電容分壓構成中點與負載中點相連2、脈沖控制策略每一個主開關管的控制脈沖寬度為rad，同一橋臂上下兩個開關管脈沖互補。相鄰橋臂之間的脈沖相序互差2/3rad，即相鄰序號主開關之間的脈沖相序相差/3rad。當前71頁，總共98頁。當前72頁，總共98頁。3.5三相逆變電路3、三相逆變電路純電阻負載狀態(tài)波形分析控制脈沖條件下主電路結構形態(tài)示例當前73頁，總共98頁。3.5三相逆變電路電路工作分析條件假定分析條件：Ra=Rb=Rc＝R，中心點O為電位參考點；電路工作于穩(wěn)態(tài)；器件、電路、電源均具有理想特性。工作波形分析A、0~/3時段：VT1、VT5、VT6導通，UAO=UCO=+Ud/3UBO=-Ud/3

B、/3~2/3時段：VT1、VT2、VT6導通，UBO=UCO=-Ud/3UAO=+2Ud/3C、2/3~時段：VT1、VT2、VT3導通，UAO=UBO=+Ud/3UCO=-2Ud/3D、~4/3時段：VT2、VT3、VT4導通，UAO=UCO=-Ud/3UBO=+2Ud/3其余各時段分析類似，由此得到輸出電壓波形如下圖。E、電流波形：由于是純電阻負載，電流波形與電壓波形相似當前74頁，總共98頁。第五節(jié)三相逆變電路當前75頁，總共98頁。3.5三相逆變電路輸出相電壓分析輸出相電壓為六階梯波（四電平波形），呈半波對稱奇函數(shù)特性，按傅里葉級數(shù)展開有：相電壓基波幅值：相電壓基波有效值：相電壓有效值：當前76頁，總共98頁。3.5三相逆變電路輸出線電壓分析輸出線電壓為調寬方波（三電平波形），呈半波對稱奇函數(shù)特性，按傅里葉級數(shù)展開有：線電壓基波幅值：線電壓基波有效值：線電壓有效值：當前77頁，總共98頁。3.5三相逆變電路輸入、輸出電流分析輸入端電流：輸出電流：純電阻負載，與輸出電壓有對應關系直流輸入功率當前78頁，總共98頁。3.5三相逆變電路三相方波逆變電路的特點輸出諧波含量比較高，輸出相電壓諧波失真度輸出電壓不可調，傳統(tǒng)解決方法是前面增加一級DC-DC變換器；直流電壓利用率不高，線電壓基波有效值與直流母線電壓之比－－直流電壓利用率為：當前79頁，總共98頁。3.5三相逆變電路4、感性負載</3時電路工作情況分析（1）電路工作模式由于電感存在，晶體管兩端并聯(lián)二極管具有反向續(xù)流作用，電路工作形態(tài)可以分為三種類型：第一種：三個導電臂均由晶體管導通。

UAO=UBO=+Ud/3UCO=-2Ud/3UAB=UAO–UBO=0第二種：兩個晶體管和一個二極管導通。

UAO=UBO=+Ud/3UCO=-2Ud/3UAB=UAO–UBO=0第三種：一個晶體管和兩個二極管導通。

UAO=UBO=+Ud/3UCO=-2Ud/3UAB=UAO–UBO=0

當前80頁，總共98頁。3.5三相逆變電路圖5－5當前81頁，總共98頁。3.5三相逆變電路

由此可見，盡管電路工作于不同狀態(tài)，電路輸出電壓與純電阻（無二極管續(xù)流）狀態(tài)一樣，電流波形分析如下圖（5-6）。圖中，電流基波滯后電壓基波角度0<</3。

同理可以分析>/3時的工作情況，如圖（5-7）。當前82頁，總共98頁。第五節(jié)三相逆變電路當前83頁，總共98頁。第五節(jié)三相逆變電路當前84頁，總共98頁。3.5三相逆變電路二、三相SPWM逆變電路1、電路結構三相SPWM逆變電路結構等同于三相方波逆變電路結構，如圖a)，區(qū)別僅在于控制信號的時序分布。2、脈沖控制策略載波信號為對稱三角波uc，幅度Ucm，頻率fc；調制信號為三相正弦波uga、ugb、ugc，幅度Ugm，頻率f（逆變輸出電壓頻率）調制信號與三角波比較形成三相SPWM波分別控制三個橋臂，uga的調制波控制VT1、4橋臂，ugb的調制波控制VT3、6橋臂，ugc的調制波控制VT5、2橋臂；同橋臂上下管脈沖互補。當前85頁，總共98頁。第五節(jié)三相逆變電路當前86頁，總共98頁。3.5三相逆變電路3、三相SPWM逆變電路輸出電壓波形分析（1）~區(qū)間：、（2）