電子線(xiàn)路基礎(chǔ)第4章

第4章放大電路的頻率響應(yīng)4.1頻率響應(yīng)問(wèn)題概述4.2三極管的高頻等效特性4.3單管放大電路的頻率響應(yīng)4.4多級(jí)放大電路的頻率特性4.5集成運(yùn)放的頻率響應(yīng)與相位補(bǔ)償4.1頻率響應(yīng)問(wèn)題概述4.1.1頻率響應(yīng)問(wèn)題的提出前面討論了放大電路的直流特性和交流小信號(hào)低頻特性。不僅假設(shè)輸入信號(hào)為單一頻率的正弦波，而且也未涉及雙極型三極管和場(chǎng)效應(yīng)管的極間電容與耦合電容。實(shí)際上在無(wú)線(xiàn)通信、廣播電視及其它多種電子系統(tǒng)中，輸入的信號(hào)均含有許多頻率成分，因此需要研究放大器對(duì)不同頻率信號(hào)的響應(yīng)。在放大電路中，正是由于這些電抗元件的存在（包括雙極型三極管和結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的極間電容與耦合電容，甚至于電感線(xiàn)圈等），導(dǎo)致放大電路的許多參數(shù)均為頻率ω的函數(shù)，當(dāng)放大電路輸入信號(hào)的頻率過(guò)低或過(guò)高時(shí)，不但放大電路的增益數(shù)值受到影響，而且增益相位也將發(fā)生改變。因此，實(shí)際應(yīng)用中，放大電路的增益是信號(hào)頻率的函數(shù)，這種頻率函數(shù)關(guān)系稱(chēng)之為頻率響應(yīng)，有時(shí)也可稱(chēng)之為頻率特性。研究放大電路增益的幅度與頻率的特性關(guān)系，稱(chēng)為放大器的幅頻特性；放大電路增益的相位與頻率的特性關(guān)系，稱(chēng)為放大器的相頻特性。4.1.2頻率響應(yīng)線(xiàn)性失真問(wèn)題1.什么是頻率響應(yīng)線(xiàn)性失真

在放大電路中，由于耦合電容的存在，對(duì)信號(hào)構(gòu)成了高通電路，即對(duì)頻率足夠高的信號(hào)而言，電容相當(dāng)于短路，信號(hào)幾乎可以無(wú)損失地通過(guò)；而當(dāng)信號(hào)頻率低到一定程度時(shí)，電容帶來(lái)的容抗影響不可忽略，信號(hào)將在其上產(chǎn)生壓降，從而改變?cè)鲆娲笮〖跋嘁?。與耦合電容相反的是，由于半導(dǎo)體三極管極間電容的存在，對(duì)信號(hào)構(gòu)成了低通電路，對(duì)低頻信號(hào)相當(dāng)于開(kāi)路，對(duì)電路不產(chǎn)生影響，而對(duì)高頻信號(hào)則進(jìn)行分流，導(dǎo)致增益改變及相移變化。增益改變及相移變化均會(huì)帶來(lái)失真問(wèn)題，而這種失真的產(chǎn)生主要是來(lái)自于同一電路對(duì)不同頻率信號(hào)的不同放大倍數(shù)和不同相移的影響，并沒(méi)有產(chǎn)生新的頻率分量，故屬于線(xiàn)性失真。表4.1結(jié)合圖4-1(a)放大電路考慮耦合電容C1、C2,旁路電容Ce與晶體管極間電容Cbe,Cbc的等效電路，對(duì)放大電路的高頻與低頻特性作了一個(gè)定性對(duì)比分析，可有效幫助讀者理解高、低頻信號(hào)對(duì)各種電容的影響。圖4-1放大電路全電容等效電路與放大特性曲線(xiàn)(a)電路圖；(b)特性曲線(xiàn)表4.1高、低頻信號(hào)對(duì)各種電容的影響（場(chǎng)效管對(duì)應(yīng)類(lèi)似）

2.線(xiàn)性失真的分類(lèi)

線(xiàn)性失真有兩種形式：頻率失真和相位失真。下面從頻域說(shuō)明線(xiàn)性失真產(chǎn)生的原因。一個(gè)周期信號(hào)經(jīng)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)后，可以分解為基波、一次諧波、二次諧波等多次諧波。假設(shè)輸入波形Ui(t)僅由基波、二次諧波、三次諧波構(gòu)成，它們之間的振幅比例為10∶6∶3，如圖4-2（a）所示。該輸入波形經(jīng)過(guò)線(xiàn)性放大電路后，由于放大電路對(duì)不同頻率信號(hào)的不同放大倍數(shù)，使得這些信號(hào)之間的比例發(fā)生了變化，變成了10∶3∶1.5，這三者累加后所得的輸出信號(hào)Uo(t)如圖4-2(b)所示。對(duì)比Ui(t),可見(jiàn)兩者波形發(fā)生了很大的變化，這就是線(xiàn)性失真的第一種形式，即頻率失真。圖4-2幅度失真示意圖（a）輸入電壓；（b）輸出電壓線(xiàn)性失真的第二種形式如圖4-3所示。設(shè)輸入信號(hào)Ui(t)由基波和二次諧波組成，如圖（a）所示,經(jīng)過(guò)線(xiàn)性電路后，基波與二次諧波振幅之間的比例沒(méi)有變化，但是它們之間的時(shí)間對(duì)應(yīng)關(guān)系變了，疊加合成后同樣引起輸出波形不同于輸入波形，這種線(xiàn)性失真稱(chēng)之為相位失真。圖4-3相位失真示意圖（a）輸入電壓；（b）輸出電壓4.1.3頻率響應(yīng)問(wèn)題的分析方法在研究放大電路的頻率響應(yīng)時(shí)，輸入信號(hào)常設(shè)置在幾十到幾百兆赫茲的頻率范圍內(nèi)，甚至更寬，如目前CMOS工藝放大電路已經(jīng)設(shè)計(jì)到了幾十吉赫茲，而放大電路的增益范圍也很寬。為了能在同一坐標(biāo)系中表示如此寬的頻率范圍，由H.W.Bode首先提出了基于對(duì)數(shù)坐標(biāo)的頻率特性曲線(xiàn)的作圖法，稱(chēng)之為波特圖法。波特圖由對(duì)數(shù)幅頻特性與對(duì)數(shù)相頻特性?xún)刹糠纸M成，其橫坐標(biāo)采用對(duì)數(shù)刻度lg

f,幅頻特性的縱坐標(biāo)采用20lg|Au|，單位為分貝（dB）；相頻特性的縱坐標(biāo)采用φ,單位為角度。這樣一方面擴(kuò)展了表示的范圍，另一方面也將增益表達(dá)式由乘除運(yùn)算變成了加減運(yùn)算。為了便于理解波特圖在頻率響應(yīng)分析中的應(yīng)用，首先不妨以無(wú)源單級(jí)RC低通濾波電路為例進(jìn)行分析。如圖4-4(a)所示RC低通濾波電路，增益為回路的時(shí)間常數(shù)為τ=RC，令ωH=1/τ，則（4-1）代入式(4-1)可得將幅值與相位分開(kāi)表示為(4-4b)(4-4a)圖4-4低通電路及其頻率響應(yīng)（a）低通電路;（b）頻率響應(yīng)用相同的研究方法分析圖4-5（a）高通濾波電路，可得圖4-5（b）所示高通濾波電路的頻率響應(yīng)曲線(xiàn)，圖中fL稱(chēng)為下限截止頻率。圖4-5高通電路及其頻率響應(yīng)（a）高通電路;（b）頻率響應(yīng)

對(duì)于基本放大電路而言，電路中往往既存在上限截止頻率，又存在下限截止頻率，電路的上限截止頻率與下限截止頻率之差，稱(chēng)為通頻帶fBW。fBW=fH-fL

下面利用波特圖法進(jìn)行分析。由式（4-4）可得低通電路的對(duì)數(shù)頻率特性為(4-6a)(4-6b)對(duì)式（4-6）作一個(gè)簡(jiǎn)單分析,當(dāng)f<<fH時(shí)，20lg|Au|≈0dB,φ≈0°；當(dāng)f=fH時(shí)，,φ≈-45°；當(dāng)f>>fH時(shí)，20lg|Au|≈-20lg(f/fH),表明f每上升十倍，增益下降20dB，即對(duì)數(shù)幅頻特性在此區(qū)間可等效為斜率為（-20dB/十倍頻）的直線(xiàn)。如圖4-6(b)所示。在電路的近似分析中，為簡(jiǎn)化分析起見(jiàn)，常常將波特圖中的曲線(xiàn)近似折線(xiàn)化，稱(chēng)近似波特圖。圖4-6高通與低通電路的對(duì)數(shù)頻率特性曲線(xiàn)（a）高通電路;（b）低通電路對(duì)近似波特圖畫(huà)法小結(jié)：(1)首先確定增益函數(shù)極（零）點(diǎn)處的幅頻與相頻特性，一般具體畫(huà)出為某一點(diǎn)；(2)設(shè)定輸入頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于該極（零）點(diǎn)（一般10倍以上即可），代入幅頻與相頻表達(dá)式并對(duì)其進(jìn)行簡(jiǎn)化，然后畫(huà)出該區(qū)域近似幅頻與相頻特性波特圖；(3)設(shè)定輸入頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于該極（零）點(diǎn)（一般10倍以下即可），代入幅頻與相頻表達(dá)式并對(duì)其進(jìn)行簡(jiǎn)化，然后畫(huà)出該區(qū)域近似幅頻與相頻特性波特圖；(4)直線(xiàn)連接上述三部分圖形（通常為一點(diǎn)與兩條直線(xiàn)）來(lái)近似代替實(shí)際轉(zhuǎn)折點(diǎn)處的曲線(xiàn)。當(dāng)然，這種方法勢(shì)必會(huì)引入誤差，并且在轉(zhuǎn)折點(diǎn)處，誤差最大。如圖4-6所示；(5)多個(gè)極點(diǎn)情形同上。先畫(huà)出單個(gè)極點(diǎn)特性圖，之后疊加而成。4.2三極管的高頻等效特性4.2.1晶體三極管的完整小信號(hào)模型圖4-7晶體管中頻小信號(hào)模型圖4-8晶體管結(jié)構(gòu)示意圖圖4-9高頻完整小信號(hào)模型4.2.2晶體管高頻模型的簡(jiǎn)化圖4-10簡(jiǎn)化的高頻模型圖4-11miller等效后的單向化模型由密勒定理可以推得圖4-11中(4-7)一般情況下，由于輸出回路中Cμ″的容抗遠(yuǎn)大于集電極總負(fù)載電阻RL′，故Cμ″中電流可忽略不計(jì)，另外，將輸入回路中Cπ與Cμ″合并,得因此最終的三極管高頻等效模型可以用圖4-12所示模型來(lái)等效。圖4-12忽略Cμ″后的等效模通過(guò)上述三極管高頻等效模型的單向化分析與簡(jiǎn)化，可以得出以下4點(diǎn)結(jié)論：(1)高頻分析時(shí)，需要考慮三極管結(jié)電容Cπ及密勒電容Cμ的影響。(2)由于Cπ及Cμ的存在，使放大電路的輸入回路與輸出回路各自形成了一個(gè)RC回路。由于這兩個(gè)回路的存在，對(duì)放大電路的增益方程會(huì)帶來(lái)兩個(gè)極點(diǎn)，勢(shì)必影響電路增益。(3)由于輸出回路Cμ″

=Cμ的電容值較小，容抗1/ωC大，分流作用可忽略，在不接容性負(fù)載的情況下，一般不再考慮輸出端RC回路。(4)經(jīng)密勒等效后，輸入回路總的等效電容如式(4-8)所示。其中Au近似用放大器中頻增益代替。Cμ為跨接于基極與集電極之間的電容，Cπ為原基極輸入電容。4.2.3場(chǎng)效應(yīng)管的高頻等效模型由于場(chǎng)效應(yīng)管各電極之間也存在極間電容，因此高頻響應(yīng)與三極管相似。根據(jù)場(chǎng)效應(yīng)管的結(jié)構(gòu)，可得到如圖4-13（a）所示高頻等效模型。一般情況下，rgs和rds都比外電阻大得多，因而在作近似分析時(shí)，可以認(rèn)為是開(kāi)路而忽略。圖4-13場(chǎng)效應(yīng)管等效模型(a)場(chǎng)效應(yīng)管高頻等效模型；（b）簡(jiǎn)化后的模型同樣，對(duì)于跨接于g、d之間的電容Cgd，也可用miller定理作等效變換，將其折合到輸入回路和輸出回路，即電路的單向化變換。這樣g、s間的等效電容和d、s間的等效電容分別為由于Cds′容值較小，容抗1/ωC較大，一般視為開(kāi)路而忽略，因此場(chǎng)效應(yīng)管的高頻簡(jiǎn)化模型如圖4-13(b)所示。其中柵源等效電容Cgs′如式（4-9）所示。（4-9）（4-10）4.3單管放大電路的頻率響應(yīng)4.3.1單管共射放大器的頻率響應(yīng)圖4-14單管共射放大電路及其等效電路

1．中頻段電壓增益

由于在中頻區(qū)域，電容Cπ′及C2分別作開(kāi)路和短路處理，故其等效電路如圖4-15(a)所示，其中中頻電壓放大倍數(shù)為2．高頻段電壓增益圖4-16由圖4-16（a）可以寫(xiě)出：經(jīng)整理后得其中3．低頻段電壓增益圖4-17求低頻段電壓放大倍數(shù)將上式整理得同樣，低頻段電壓增益與中頻段電壓增益相比，也多了一個(gè)極點(diǎn)，正是該極點(diǎn)促成了放大器低頻區(qū)增益的衰減，幅頻特性曲線(xiàn)為一高通放大器。參見(jiàn)圖4-17(c)。式（4-20）中，ωL即為該高通放大器的下限角頻率。式中,(Rc+RL)C2正是C2所在回路的時(shí)常數(shù)，其中Rc+RL為回路除源后C2兩端的等效電阻。4．完整頻域波形及表達(dá)式圖4-18完整的分頻、分段頻率特性分析思路流程

5．開(kāi)路時(shí)間常數(shù)法求上/下限頻率

綜上所述，若同時(shí)考慮旁路電容、耦合電容與極間電容的影響，放大電路在全頻段的電壓增益可寫(xiě)為(4-22)下面對(duì)式(4-22)進(jìn)行全面分析:(1)當(dāng)輸入信號(hào)頻率ωL<<ω<<ωH時(shí)，由式(4-22)近似計(jì)算可得Aus(jω)=Ausm，即為中頻段常數(shù)增益。(2)當(dāng)輸入信號(hào)頻率ω變小，有ω<<ωL時(shí)，分母第2項(xiàng)近似等于1。式(4-22)可以演變?yōu)榈皖l區(qū)放大器的增益表達(dá)式，即式(4-20)。此時(shí)可以引用分析低頻區(qū)放大電路增益的分析方法。（3）當(dāng)輸入信號(hào)頻率ω變大，有ω>>ωH時(shí)，分母第1項(xiàng)近似等于1。同理式(4-22)可以演變?yōu)楦哳l區(qū)放大器的增益表達(dá)式，即式(4-15)。此時(shí)可以引用分析高頻區(qū)放大電路增益的分析方法。通過(guò)上述分析可以總結(jié)歸納出放大電路全頻段增益表達(dá)式的描述方法，稱(chēng)之為“開(kāi)路時(shí)間常數(shù)法”。具體闡述為以下幾點(diǎn)：(1)任何電路全頻段的電壓增益表達(dá)式，均可以寫(xiě)成式(4-22)的形式，不同之處僅在于中頻增益Ausm不同，ωH，ωL即上、下限角頻率不同。求一個(gè)具體放大器的全頻段電壓增益表達(dá)式，即可以歸結(jié)為求該三項(xiàng)參數(shù)。(2)再次強(qiáng)調(diào)。式(4-22)中三項(xiàng)關(guān)鍵參數(shù)的意義：——不考慮耦合電容和極間電容時(shí)的電路中頻增益；ωL——僅考慮耦合/旁路電容時(shí)，電路的下限角頻率；ωH——僅考慮極間電容時(shí)，電路的上限角頻率。(3)注意，當(dāng)耦合電容或旁路電容不止一個(gè)時(shí)，可用式(4-23)來(lái)表達(dá)，式中多個(gè)ωH來(lái)自于多個(gè)極間電容形成的RC回路（對(duì)應(yīng)產(chǎn)生多個(gè)ωH），式中多個(gè)ωL來(lái)自于多個(gè)耦合或旁路電容形成的RC回路（對(duì)應(yīng)產(chǎn)生多個(gè)ωL）。其中,ωL1、ωL2、ωH1、ωH2、…求解方法同上，分別為所考慮電容所在的RC回路的時(shí)間常數(shù)的倒數(shù)，即1/τ。

(4)當(dāng)電路同時(shí)出現(xiàn)兩個(gè)或兩個(gè)以上ωL與ωH時(shí)，放大電路最終上、下限頻率的確定方法：①同時(shí)出現(xiàn)ωL1和ωL2，當(dāng)Ωl1<<ωL2時(shí)，ωL≈ωL2,ωL1與ωL2相差較小，一般10倍以?xún)?nèi)，則②同時(shí)出現(xiàn)ωH1與ωH2，當(dāng)Ωh1<<ωH2時(shí)，ωH=ωH1，ωH1與ωH2相差不大，一般10倍以?xún)?nèi)，則【例4-1】如圖4-14（a）所示，已知UCC=15V,Rs=1kΩ,Rb=20kΩ,Rc=RL=5kΩ,Cμ=5pF,C2=5μF,Cπ=180pF;晶體管UBEO=0.7V,

rbb′=100Ω,β=100。試求放大電路源電壓增益表達(dá)式Aus，并作Aus(jω)的波特圖。

解(1)求解Q點(diǎn)：(2)求解中頻電壓增益及等效電容：(3)求解中頻源電壓放大倍數(shù)(4)求解fH與fL,因?yàn)镽s<<Rb

代入數(shù)據(jù)得(5)寫(xiě)出表達(dá)式：圖4-19例4-1頻率特性圖4.3.2單管共源放大電路的頻率響應(yīng)【例4-2】試分析如圖4-20所示電路的頻率特性，并作頻率特性曲線(xiàn)。圖4-20單管共源放大器解共源放大電路的完整小信號(hào)模型如圖4-21所示。圖4-21單管共源放大器的等效模型電路(1)求中頻電壓增益：(2)求ωＬ與ωH。求ωH時(shí)，高頻段只考慮Cgs′的影響，有:其中，R為Cgs′

兩端的等效電阻，R=Rg。求ωL時(shí)，低頻段只考慮C的影響，有：其中,

R為C兩端的等效電阻，有R=(Rd+RL)。(3)寫(xiě)出，并作頻率響應(yīng)曲線(xiàn):該放大器頻率特性曲線(xiàn)為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)中頻帶通放大器，存在一個(gè)上限頻率和一個(gè)下限頻率，該曲線(xiàn)形狀可參見(jiàn)圖4-19。詳細(xì)作圖略。4.3.3單管共基放大電路的頻率響應(yīng)1.共基放大電路高頻段分析共基放大電路具有較低的輸入電阻，較高的輸出電阻，電流增益接近于1。本節(jié)所要指出的是，共基放大電路的上限頻率fH也很高，因而往往被用于集成寬頻帶放大器中。本節(jié)分析共基放大電路的頻率響應(yīng)時(shí)，直接從開(kāi)路時(shí)間常數(shù)法入手,即求共基放大器的上限頻率時(shí)，直接從影響它們的兩個(gè)極間電容Cπ及Cμ入手。圖4-22共基放大電路（a）交流通路;（b）高頻小信號(hào)模型圖4-23共基放大電路（a）高頻小信號(hào)簡(jiǎn)化模型；（b）Cπ兩端等效電阻R可見(jiàn)共基放大電路輸入、輸出端之間不存在跨接電容，無(wú)須miller等效變換。下面分別求Cπ及Cμ引入后，對(duì)電路上限頻率的影響。首先考慮Cπ，為求Cπ兩端的等效電阻R(如圖4-23(b)所示電路)，有(端口電壓、電流之比即為等效電阻)所以其次考慮輸出回路，由圖可以看出最后結(jié)合中頻增益Ausm（此處求解從略），得共基放大電路完整高頻段增益表達(dá)式為式中

2.共射、共基上限頻率對(duì)比

為了進(jìn)一步說(shuō)明共基放大器相對(duì)于共射放大器有更高的上限頻率，分別給出兩個(gè)例題，由此對(duì)比兩電路的上限頻率的特點(diǎn)?！纠?-3】如圖4-24（a）所示共射放大電路，其中Rs=1kΩ,rbb′=0.2kΩ,β=100,Cμ=0.5pF,Cπ=14.8pF,RL=5kΩ,而且此電路的靜態(tài)集電極電流ICQ=1mA，試求上限頻率fH。圖4-24共射放大器（a）交流通路；（b）miller等效模型

解(1)求模型參數(shù)。由ICQ可以計(jì)算出跨導(dǎo)gm:所以(2)求上限頻率ωH1。即【例4-4】如圖4-25（a）所示共基放大電路，Rs=1kΩ,rb’e=2.6kΩ,

rbb′=0,β=100,Cμ=0.5pF,Cπ=14.8pF,RL=5kΩ,其余參數(shù)與例4-3一致。求該共基放大電路上限頻率fH。圖4-25共基放大電路（a）交流通路；（b）高頻小信號(hào)簡(jiǎn)化模型

解由于本例題電路結(jié)構(gòu)與圖4-22(a)完全一樣，直接代入式（4-26）、(4-27)，得所以，由式(4-25)得故由上述兩例題對(duì)比分析可知：(1)共基放大電路高頻段增益表達(dá)式有兩個(gè)極點(diǎn)，如式(4-28)所示，一般情況下，共基放大電路上限頻率要比共射電路高得多。(2)共射放大電路高頻段增益表達(dá)式，在純電阻負(fù)載的情況下，只有一個(gè)極點(diǎn)，如式(4-15)，一般情況下，其上限頻率相對(duì)于其基、共集組態(tài)最低。4.4多級(jí)放大電路的頻率特性4.4.1共射－共射放大器的頻率特性【例4-5】如圖4-26所示放大電路，已知Rs=10kΩ，rb1=rb2=400Ω，rb′e1=20kΩ，rb′e2=10kΩ，Cμ1=Cμ2=1pF，Cπ1=5pF，Cπ2=10pF,RL1=10kΩ，RL2=5kΩ,gm1=3mA/V,gm2=6mA/V,rbb′≈0，求上限頻率。圖4-26兩級(jí)共射放大器（a）交流通路;（b）完整小信號(hào)模型;（c）miller近似等效電路

解由于rbb′可忽略，故其密勒近似等效模型如圖4-26（c）所示。圖中第二級(jí)相當(dāng)于純電阻負(fù)載情況，有Ct2=Cπ2+(1+gm2RL2)Cμ2=10+(1+6×５）×1≈40pF

第一級(jí)電路中，考慮到Ct2，第一級(jí)應(yīng)該為容性負(fù)載，因此輸入、輸出回路各應(yīng)形成一RC低通回路，但由于輸出回路中的Ct2可歸納到第二級(jí)輸入回路處理，故有第一級(jí)輸入回路極點(diǎn)為即第二級(jí)輸入回路極點(diǎn)為即由于兩個(gè)極點(diǎn)數(shù)值相近，不能確定誰(shuí)為主極點(diǎn)，所以代入式(4-25)，得4.4.2共射-共基放大器的頻率特性【例4-6】如圖4-27所示，設(shè)Rs=10kΩ，V1的參數(shù)為gm=3mA/V,Cπ=5pF,Cμ=1pF,rb′e=20kΩ,rbb′=0.4kΩ,試求上限頻率。

解

由于圖中共射放大器的負(fù)載為第二級(jí)共基放大器的輸入電阻Ri2，其值為代入式（4-8），求第一級(jí)miller等效電容，設(shè)gm1=gm2，有由上式可見(jiàn)，由于共基極電路的較小輸入電阻，大大降低了密勒等效后的電容Cπ′，因此可以達(dá)到拓展上限頻率的目的。由開(kāi)路時(shí)間常數(shù)法得即對(duì)比例4-5，上限頻率提高了約5倍。4.4.3多級(jí)放大器頻率特性的一般分析方法總結(jié)多級(jí)放大電路頻率特性的分析方法，其實(shí)它同單級(jí)但含多個(gè)耦合（旁路）電容或多個(gè)極間電容的放大電路頻率特性的分析方法一樣。可簡(jiǎn)單歸納為(1)畫(huà)出多級(jí)放大器的交流高、低頻等效電路（注意分別畫(huà)圖），分別分析放大電路在高頻區(qū)與低頻區(qū)的等效模型；(2)在高頻區(qū)等效模型電路中，多個(gè)三極管的多個(gè)極間電容將影響放大器的上限頻率，一般情況下，求整個(gè)多級(jí)放大電路的上限頻率時(shí)，應(yīng)分別求出各級(jí)放大電路的上限頻率，作比較后取最小值；幾種典型結(jié)構(gòu)的快速解決方法：①共射—共基放大器，由于共基放大器的上限頻率遠(yuǎn)大于共射放大器的上限頻率，所以共射—共基放大器的上限頻率應(yīng)取決于共射放大器的上限頻率；②共集—共射放大器，由于共集放大器的上限頻率同樣遠(yuǎn)大于共射放大器的上限頻率，所以共集—共射放大器的上限頻率也應(yīng)取決于共射放大器的上限頻率；(3)在低頻區(qū)等效模型電路中，多個(gè)三極管的多個(gè)旁路（耦合）電容將影響放大器的下限頻率。一般情況下，求整個(gè)多級(jí)放大電路的下限頻率時(shí)，應(yīng)分別求出各級(jí)放大電路的下限頻率，作比較后取最大值。正如前面已經(jīng)提及的電子線(xiàn)路CAD，如果本章節(jié)內(nèi)容采用模擬電子線(xiàn)路CAD軟件來(lái)分析，如Pspice，Hspice或EWB等軟件，無(wú)論是分析精度還是分析速度，都將遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于筆算分析。因此電子線(xiàn)路CAD軟件目前已經(jīng)廣泛應(yīng)用于模擬設(shè)計(jì)工程領(lǐng)域，模擬電子線(xiàn)路CAD目前已經(jīng)成為IC設(shè)計(jì)領(lǐng)域的一個(gè)熱點(diǎn)方向。本書(shū)第10章將帶讀者進(jìn)入模擬電子線(xiàn)路CAD的精彩世界。4.5集成運(yùn)放的頻率響應(yīng)與相位補(bǔ)償4.5.1集成運(yùn)放的頻率響應(yīng)集成運(yùn)放作為多級(jí)放大器的一種，其單片功能性、單片集成度均較強(qiáng)，廣泛應(yīng)用在電子、通信等各個(gè)領(lǐng)域。在集成運(yùn)放設(shè)計(jì)過(guò)程中，使IC設(shè)計(jì)工程師始終面對(duì)的一個(gè)難題就是集成運(yùn)放的帶寬問(wèn)題，即如何在保持集成運(yùn)放增益的同時(shí)，不斷擴(kuò)展集成運(yùn)放的帶寬。由于運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)電壓增益很高，如果引入負(fù)反饋(一般都是深度負(fù)反饋放大器，如第5章負(fù)反饋放大電路的穩(wěn)定性一節(jié)所述)，電路帶寬又設(shè)計(jì)不當(dāng)，很容易出現(xiàn)自激現(xiàn)象。為了防止自激現(xiàn)象的發(fā)生，往往需要引入相位補(bǔ)償技術(shù)。為保證負(fù)反饋放大器工作穩(wěn)定，希望主網(wǎng)絡(luò)的頻率特性是單極點(diǎn)結(jié)構(gòu)，例如通用運(yùn)算放大器μ741，在A（ω)>0dB的整個(gè)頻率范圍內(nèi)，附加負(fù)相移不會(huì)超過(guò)-135°。如果采用電阻性反饋電路，則在最大反饋系數(shù)Fmax=1的條件下都可保證穩(wěn)定。為了使主網(wǎng)絡(luò)的頻率特性成為單極點(diǎn)結(jié)構(gòu)，必須加適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償元件，即采用相位補(bǔ)償技術(shù)。4.5.2集成運(yùn)放的相位補(bǔ)償常用的相位補(bǔ)償方法一般是滯后補(bǔ)償和超前補(bǔ)償。凡是使環(huán)路增益的附加負(fù)相移增大的相位補(bǔ)償，都稱(chēng)為〗滯后補(bǔ)償。這種補(bǔ)償方法主要靠壓低第一個(gè)轉(zhuǎn)角頻率來(lái)達(dá)到補(bǔ)償?shù)哪康?。因而不可避免?dǎo)致負(fù)反饋放大器的帶寬變窄。可見(jiàn)，滯后補(bǔ)償通常只適用于帶寬要求不高的場(chǎng)合。反之，凡是使環(huán)路增益的附加負(fù)相移減小的相位補(bǔ)償，都稱(chēng)為超前補(bǔ)償。它主要靠補(bǔ)償元件在主網(wǎng)絡(luò)的第二個(gè)極點(diǎn)頻率附近提供超前相移來(lái)達(dá)到改變

A(ω)斜率的目的。采用超前補(bǔ)償可以使負(fù)反饋放大器獲得較寬的頻帶。但是，由于超前補(bǔ)償提供的超前相移一般不超過(guò)60°，因此單靠超前相移補(bǔ)償不能夠做到全補(bǔ)償(F=1)。補(bǔ)充的辦法是先通過(guò)滯后補(bǔ)償使放大器處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)，然后引入超前補(bǔ)償，使反饋放大器的相位裕量達(dá)到規(guī)定的要求，這種補(bǔ)償方法稱(chēng)為滯后-超前補(bǔ)償。滯后-超前補(bǔ)償可以比滯后補(bǔ)償有較寬的頻帶。根據(jù)補(bǔ)償元件接入的位置不同，相位補(bǔ)償方法還可以分成內(nèi)、外補(bǔ)償兩種。凡是將補(bǔ)償元件接到運(yùn)算放大器（主網(wǎng)絡(luò)）電路內(nèi)部，改變運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)頻率特性的方法，都成為內(nèi)部補(bǔ)償。這是目前工程上最常用的方法。凡是將補(bǔ)償元件接到運(yùn)算放大器外部的輸入電路或反饋電路中的方法，稱(chēng)為外部補(bǔ)償。通常，在運(yùn)算放大器的使用說(shuō)明中，都標(biāo)明接內(nèi)部補(bǔ)償元件的引線(xiàn)段及補(bǔ)償元件的連接方法，并提供補(bǔ)償元件的參考數(shù)值。外部補(bǔ)償通常作為內(nèi)部補(bǔ)