第-3-章-雷達接收機

第_3_章__雷達接收機第一頁，共76頁。圖3.1超外差式雷達接收機簡化方框圖3.1.1超外差式雷達接收機的組成(1)高頻部分,又稱為接收機“前端”,包括接收機保護器、低噪聲高頻放大器、混頻器和本機振蕩器;(2)中頻放大器,包括匹配濾波器;(3)檢波器和視頻放大器。3.1雷達接收機的組成和主要質量指標2第二頁，共76頁。圖3.2超外差式雷達接收機的一般方框圖3第三頁，共76頁。3.1.2超外差式雷達接收機的主要質量指標

1.靈敏度

靈敏度表示接收機接收微弱信號的能力。能接收的信號越微弱,則接收機的靈敏度越高,因而雷達的作用距離就越遠。雷達接收機的靈敏度通常用最小可檢測信號功率Simin來表示。目前,超外差式雷達接收機的靈敏度一般約為(10-12~10-14)W所需增益約為106~108(120dB~160dB),主要由中頻放大器來完成。4第四頁，共76頁。圖3.3顯示器上所見到的信號與噪聲5第五頁，共76頁。

2.接收機的工作頻帶寬度

接收機的工作頻帶寬度表示接收機的瞬時工作頻率范圍。

在復雜的電子對抗和干擾環(huán)境中,要求雷達發(fā)射機和接收機具有較寬的工作帶寬,例如頻率捷變雷達要求接收機的工作頻帶寬度為(10~20)%。接收機的工作頻帶寬度主要決定于高頻部件(饋線系統(tǒng)、高頻放大器和本機振蕩器)的性能。

需要指出,接收機的工作頻帶較寬時,必須選擇較高的中頻,以減少混頻器輸出的寄生響應對接收機性能的影響。

6第六頁，共76頁。

3.動態(tài)范圍

動態(tài)范圍表示接收機能夠正常工作所容許的輸入信號強度變化的范圍。最小輸入信號強度通常取為最小可檢測信號功率Simin,允許最大的輸入信號強度則根據(jù)正常工作的要求而定。當輸入信號太強時,接收機將發(fā)生飽和而失去放大作用,這種現(xiàn)象稱為過載。

使接收機開始出現(xiàn)過載時的輸入功率與最小可檢測功率之比,叫做動態(tài)范圍。為了保證對強弱信號均能正常接收,要求動態(tài)范圍大,就需要采取一定措施,例如采用對數(shù)放大器、各種增益控制電路等抗干擾措施。7第七頁，共76頁。4.中頻的選擇和濾波特性

接收機中頻的選擇和濾波特性是接收機的重要質量指標之一。

中頻的選擇與發(fā)射波形的特性、接收機的工作帶寬以及所能提供的高頻部件和中頻部件的性能有關。在現(xiàn)代雷達接收機中,中頻的選擇可以從30MHz到4GHz之間。當需要在中頻增加某些信號處理部件,如脈沖壓縮濾波器,對數(shù)放大器和限幅器等時,從技術實現(xiàn)來說,中頻選擇在30MHz至500MHz更為合適。對于寬頻帶工作的接收機,應選擇較高的中頻,以便使虛假的寄生響應減至最小。

減小接收機噪聲的關鍵參數(shù)是中頻的濾波特性,如果中頻濾波特性的帶寬大于回波信號帶寬,則過多的噪聲進入接收機。如果所選擇的帶寬比信號帶寬窄,信號能量將會損失。這兩種情況都會使接收機輸出的信噪比減小。在白噪聲(即接收機熱噪聲)背景下,接收機的頻率特性為“匹配濾波器”時,輸出的信號噪聲比最大。8第八頁，共76頁。

5.工作穩(wěn)定性和頻率穩(wěn)定度一般來說,工作穩(wěn)定性是指當環(huán)境條件(例如溫度、濕度、機械振動等)和電源電壓發(fā)生變化時,接收機的性能參數(shù)(振幅特性、頻率特性和相位特性等)受到影響的程度,希望影響越小越好。大多數(shù)現(xiàn)代雷達系統(tǒng)需要對一串回波進行相參處理,對本機振蕩器的短期頻率穩(wěn)定度有極高的要求(高達10-10或者更高)“穩(wěn)定本振”。6、抗干擾能力有源干擾:敵方施放的各種雜波干擾和鄰近雷達的異步脈沖干擾,無源干擾:主要是指從海浪、雨雪、地物等反射的雜波干擾和敵機施放的箔片干擾。措施：頻率捷變9第九頁，共76頁。

7.微電子化和模塊化結構

在現(xiàn)代有源相控陣雷達和數(shù)字波束形成(DBF)系統(tǒng)中,通常需要幾十路甚至幾千路接收機通道。常規(guī)的接收機工藝結構:體積、重量、耗電、成本和技術實現(xiàn)上都有很大困難。采用單片集成電路:包括微波單片集成電路(MMIC)、中頻單片集成電路(IMIC)和專用集成電路(ASIC)；其主要優(yōu)點:體積小、重量輕,芯片電路電性能一致性好，成本低。用上述幾種單片集成電路實現(xiàn)的模塊化接收機,特別適用于要求數(shù)量很大、幅相一致性嚴格的多路接收系統(tǒng),例如有源相控陣接收系統(tǒng)和數(shù)字多波束形成系統(tǒng)。一種由砷化鎵(GaAs)單片制成的C波段微波單片集成電路,包括完整的接收機高頻電路,即五級高頻放大器、可變衰減器、移相器、環(huán)行器和限幅開關電路等,噪聲系數(shù)為2.5dB,可變增益為30dB。10第十頁，共76頁。3.2接收機的噪聲系數(shù)和靈敏度3.2.1接收機的噪聲

1.電阻熱噪聲

它是由于導體中自由電子的無規(guī)則熱運動形成的噪聲。因為導體具有一定的溫度,導體中每個自由電子的熱運動方向和速度不規(guī)則地變化,因而在導體中形成了起伏噪聲電流,在導體兩端呈現(xiàn)起伏電壓。

根據(jù)奈奎斯特定律,電阻產生的起伏噪聲電壓均方值(3.2.1)11第十一頁，共76頁。k為玻爾茲曼常數(shù),k=1.38×10-23J/K;T為電阻溫度,以絕對溫度(K)計量,對于室溫17℃,T=T0=290K;R為電阻的阻值;Bn為測試設備的通帶。電阻熱噪聲的功率譜密度p(f)是表示噪聲頻譜分布的重要統(tǒng)計特性,其表示式可直接由式(3.2.2)求得p(f)=4kTR

(3.2.2)

顯然,電阻熱噪聲的功率譜密度是與頻率無關的常數(shù)。通常把功率譜密度為常數(shù)的噪聲稱為“白噪聲”,電阻熱噪聲在無線電頻率范圍內就是白噪聲的一個典型例子。12第十二頁，共76頁。2.額定噪聲功率根據(jù)電路基礎理論,信號電動勢為Es而內阻抗為Z=R+jX的信號源,當其負載阻抗與信號源內阻匹配,即其值為Z*=R-jX時,信號源輸出的信號功率最大,此時,輸出的最大信號功率稱為“額定”信號功率,用Sa表示,其值是(3.2.3)圖3.4“額定”信號功率的示意圖13第十三頁，共76頁。圖3.5“額定”噪聲功率的示意圖(3.2.4)結論:任何無源二端網(wǎng)絡輸出的額定噪聲功率只與其溫度T和通帶Bn有關。

14第十四頁，共76頁。3.天線噪聲

天線噪聲是外部噪聲,它包括:天線的熱噪聲:由天線周圍介質微粒的熱運動產生的噪聲宇宙噪聲:由太陽及銀河星系產生的噪聲,這種起伏噪聲被天線吸收后進入接收機,就呈現(xiàn)為天線的熱起伏噪聲。天線噪聲的大小用天線噪聲溫度TA表示,其電壓均方值為式中,RA為天線等效電阻。15第十五頁，共76頁。4.噪聲帶寬功率譜均勻的白噪聲,通過具有頻率選擇性的接收線性系統(tǒng)后,輸出的功率譜pno(f)就不再是均勻的了,為了分析和計算方便,通常把這個不均勻的噪聲功率譜等效為在一定頻帶Bn內是均勻的功率譜。Bn:等效噪聲功率譜寬度”,簡稱“噪聲帶寬”。H2(f0)為線性電路在諧振頻率f0處的功率傳輸系數(shù)。16第十六頁，共76頁。3.2.2噪聲系數(shù)和噪聲溫度1.噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)的定義是:接收機輸入端信號噪聲比與輸出端信號噪聲比的比值。

式中,Si為輸入額定信號功率;Ni為輸入額定噪聲功率(Ni=kT0Bn);So為輸出額定信號功率;No為輸出額定噪聲功率。17第十七頁，共76頁。

噪聲系數(shù)F有明確的物理意義:它表示由于接收機內部噪聲的影響,使接收機輸出端的信噪比相對其輸入端的信噪比變差的倍數(shù)。

式(3.2.9)可以改寫為(3.2.10)式中，Ga為接收機的額定功率增益;NiGa是輸入端噪聲通過“理想接收機”后,在輸出端呈現(xiàn)的額定噪聲功率。因此噪聲系數(shù)的另一定義為:實際接收機輸出的額定噪聲功率No與“理想接收機”輸出的額定噪聲功率NiGa之比。18第十八頁，共76頁。

實際接收機的輸出額定噪聲功率No由兩部分組成,其中一部分是NiGa(NiGa=kT0BnGa),另一部分是接收機內部噪聲在輸出端所呈現(xiàn)的額定噪聲功率ΔN,即No=NiGa+ΔN=kT0BnGa+ΔN將No代入式(3.2.10)可得(3.2.11)(3.2.12)從上式可更明顯地看出噪聲系數(shù)與接收機內部噪聲的關系,實際接收機總會有內部噪聲(ΔN＞0),因此F＞1,只有當接收機是“理想接收機”時,才會有F=1。19第十九頁，共76頁。

下面對噪聲系數(shù)作幾點說明:①噪聲系數(shù)只適用于接收機的線性電路和準線性電路,即檢波器以前部分。檢波器是非線性電路,而混頻器可看成是準線性電路,因其輸入信號和噪聲都比本振電壓小很多,輸入信號與噪聲間的相互作用可以忽略。②為使噪聲系數(shù)具有單值確定性,規(guī)定輸入噪聲以天線等效電阻RA在室溫T0=290K時產生的熱噪聲為標準,

所以由式(3.2.12)可以看出,噪聲系數(shù)只由接收機本身參數(shù)確定。20第二十頁，共76頁。③噪聲系數(shù)F是沒有單位的數(shù)值,

通常用分貝表示F=10lgF(dB)(3.2.13)④噪聲系數(shù)的概念與定義,可推廣到任何無源或有源的四端網(wǎng)絡。接收機的饋線、放電器、移相器等屬于無源四端網(wǎng)絡,其示意圖見圖3.9,圖中Ga為額定功率傳輸系數(shù)。由于具有損耗電阻,因此也會產生噪聲,下面求其噪聲系數(shù)。從網(wǎng)絡的輸入端向左看,是一個電阻為RA的無源二端網(wǎng)絡,它輸出的額定噪聲功率為(3.2.14)21第二十一頁，共76頁。圖3.9無源四端網(wǎng)絡22第二十二頁，共76頁。經過網(wǎng)絡傳輸,加于負載RL上的外部噪聲額定功率為(3.2.15)

從負載電阻RL向左看,也是一個無源二端網(wǎng)絡,它是由信號源電阻RA和無源四端網(wǎng)絡組合而成的,同理,這個二端網(wǎng)絡輸出的額定噪聲功率仍為kT0Bn,它也就是無源四端網(wǎng)絡輸出的總額定噪聲功率,即(3.2.16)

根據(jù)式(3.2.10)可得(3.2.17)由于無源四端網(wǎng)絡額定功率傳輸系數(shù)Ga≤1,因此其噪聲系數(shù)F≥1。23第二十三頁，共76頁。2.等效噪聲溫度前面已經提到,接收機外部噪聲可用天線噪聲溫度TA來表示,如果用額定功率來計量,接收機外部噪聲的額定功率為NA=kTABn

(3.2.18)

為了更直觀地比較內部噪聲與外部噪聲的大小,可以把接收機內部噪聲在輸出端呈現(xiàn)的額定噪聲功率ΔN等效到輸入端來計算,這時內部噪聲可以看成是天線電阻RA在溫度Te時產生的熱噪聲,即ΔN=kTeBnGa

(3.2.19)溫度Te稱為“等效噪聲溫度”或簡稱“噪聲溫度”,此時接收機就變成沒有內部噪聲的“理想接收機”,其等效電路見圖3.10。24第二十四頁，共76頁。圖3.10接收機內部噪聲的換算25第二十五頁，共76頁。將式(3.2.19)代入式(3.2.12),可得(3.2.20)Te=(F-1)T0=(F-1)×290(K)(3.2.21)物理意義:把接收機內部噪聲看成是“理想接收機”的天線電阻RA在溫度Te時所產生的。系統(tǒng)噪聲溫度Ts由內、外兩部分噪聲溫度所組成,即26第二十六頁，共76頁。

表3.2給出Te與F的對應值。從表中可以看出,若用噪聲系數(shù)F來表示兩部低噪聲接收機的噪聲性能時,例如它們分別為1.05和1.1,有可能誤認為兩者噪聲性能差不多。但若用噪聲溫度Te來表示其噪聲性能時,將會發(fā)現(xiàn)兩者的噪聲性能實際上已相差一倍(分別為14.5K和29K)。此外,只要直接比較Te和TA,就能直觀地比較接收機內部噪聲與外部噪聲的相對大小。因此,對于低噪聲接收機和低噪聲器件,常用噪聲溫度來表示其噪聲性能。表3.2Te與F的對照表27第二十七頁，共76頁。3.相對噪聲溫度——噪聲比雷達接收機中的晶體混頻器是一個有源四端網(wǎng)絡,它除了可用噪聲系數(shù)Fc表示其噪聲性能外,還經常用相對噪聲溫度來表示。相對噪聲溫度有時簡稱為噪聲比tc,其意義為實際輸出的中頻額定噪聲功率(FckT0BnGc)與僅由等效損耗電阻產生的輸出額定噪聲功率(kT0Bn)之比,

即(3.2.23)式中，Gc為混頻器的額定功率增益或額定功率傳輸系數(shù)。噪聲比tc表示有源四端網(wǎng)絡中除損耗電阻以外的其它噪聲源的影響程度。28第二十八頁，共76頁。3.2.3級聯(lián)電路的噪聲系數(shù)為了簡便,先考慮兩個單元電路級聯(lián)的情況,圖中F1、F2和G1、G2分別表示第一、二級電路的噪聲系數(shù)和額定功率增益。為了計算總噪聲系數(shù)F0,先求實際輸出的額定噪聲功率No。由式(3.2.10)可得No=kT0BnG1G2F0

而(3.2.24a)(3.2.24b)29第二十九頁，共76頁。No由兩部分組成:一部分是由第一級的噪聲在第二級輸出端呈現(xiàn)的額定噪聲功率No12,其數(shù)值為kT0BnF1G1G2,第二部分是由第二級所產生的噪聲功率ΔN2,由式(3.2.12)可得ΔN2=(F2-1)kT0BnG2(3.2.25)于是式(3.2.24)可進一步寫成No=kT0BnG1G2F0=kT0BnG1G2F1+(F2-1)kT0BnG2

化簡后可得兩級級聯(lián)電路的總噪聲系數(shù)(3.2.26)30第三十頁，共76頁。圖3.12典型雷達接收機的高、中頻部分31第三十一頁，共76頁。同理可證,n級電路級聯(lián)時接收機總噪聲系數(shù)為(3.2.27)上式給出了重要結論:為了使接收機的總噪聲系數(shù)小,要求各級的噪聲系數(shù)小、額定功率增益高。而各級內部噪聲的影響并不相同,級數(shù)越靠前,對總噪聲系數(shù)的影響越大。所以總噪聲系數(shù)主要取決于最前面幾級,這就是接收機要采用高增益低噪聲高放的主要原因。32第三十二頁，共76頁。

將圖3.12中所列各級的額定功率增益和噪聲系數(shù)代入式(3.2.27),即可求得接收機的總噪聲系數(shù):(3.2.28)一般都采用高增益(GR≥20dB)低噪聲高頻放大器,因此式(3.2.28)可簡化為(3.2.29)若不采用高放,直接用混頻器作為接收機第一級,則可得(3.2.30)式中

tc為混頻器的噪聲比,本振噪聲的影響一般也計入在內。33第三十三頁，共76頁。

若接收機的噪聲性能用等效噪聲溫度Te表示,則它與各級噪聲溫度之間的關系為(3.2.31)34第三十四頁，共76頁。3.2.4接收機靈敏度

接收機的靈敏度表示接收機接收微弱信號的能力。噪聲總是伴隨著微弱信號同時出現(xiàn),要能檢測信號,微弱信號的功率應大于噪聲功率或者可以和噪聲功率相比。因此,靈敏度用接收機輸入端的最小可檢測信號功率Simin來表示。在噪聲背景下檢測目標,接收機輸出端不僅要使信號放大到足夠的數(shù)值,更重要的是使其輸出信號噪聲比So/No達到所需的數(shù)值。通常雷達終端檢測信號的質量取決于信噪比。35第三十五頁，共76頁。已經知道,接收機噪聲系數(shù)F0為(3.2.32)或者寫成(3.2.33)此時,輸入信號額定功率為(3.2.34)式中,Ni=kT0Bn為接收機輸入端的額定噪聲功率。于是進一步得到(3.2.35)36第三十六頁，共76頁。

為了保證雷達檢測系統(tǒng)發(fā)現(xiàn)目標的質量(如在虛警概率為10-6的條件下發(fā)現(xiàn)概率是50%或90%等),接收機的中頻輸出必須提供足夠的信號噪聲比,令So/No≥(So/No)min時對應的接收機輸入信號功率為最小可檢測信號功率,即接收機實際靈敏度為(3.2.36)通常,我們把(So/No)min稱為“識別系數(shù)”,并用M表示,所以靈敏度又可以寫成(3.2.37)37第三十七頁，共76頁。

為了提高接收機的靈敏度,即減少最小可檢測信號功率Simin,

應做到:①盡量降低接收機的總噪聲系數(shù)F0,所以通常采用高增益、低噪聲高放;②接收機中頻放大器采用匹配濾波器,以便得到白噪聲背景下輸出最大信號噪聲比;③式中的識別系數(shù)M與所要求的檢測質量、天線波瓣寬度、掃描速度、雷達脈沖重復頻率及檢測方法等因素均有關系。在保證整機性能的前提下,盡量減小M的數(shù)值。38第三十八頁，共76頁。

為了比較不同接收機線性部分的噪聲系數(shù)F0和帶寬Bn對靈敏度的影響,需要排除接收機以外的諸因素,因此通常令M=1,這時接收機的靈敏度稱為“臨界靈敏度”，其為(3.2.38)雷達接收機的靈敏度以額定功率表示,并常以相對1mW的分貝數(shù)計值,即(3.2.39)一般超外差接收機的靈敏度為-90~-110dBmW。39第三十九頁，共76頁。

對米波雷達,可用最小可檢測電壓ESimin表示靈敏度(3.2.40)對一般超外差式接收機,ESimin為10-6~10-7V。

將kT0的數(shù)值代入式(3.3.38),Simin仍取常用單位dBmW,則可得到簡便計算公式為Simin(dBmW)=-114dB+10lgBn(MHz)+10lgF0

(3.2.41)40第四十頁，共76頁。圖3.13不同噪聲帶寬(Bn=BRI)時接收機靈敏度與噪聲系數(shù)的關系曲線41第四十一頁，共76頁。3.5接收機的動態(tài)范圍和增益控制3.5.1動態(tài)范圍

放大器:小信號：線性放大。信號過強：過載42第四十二頁，共76頁。圖3.25信號與寬脈沖干擾共同通過中頻放大器的示意圖

43第四十三頁，共76頁。

因此,對于疊加在干擾上的回波信號來說,其放大量應該用“增量增益”表示,它是放大器振幅特性曲線上某點的斜率(3.5.1)

由圖3.25所示的振幅特性,可求得Kd-Uim的關系曲線,如圖3.26所示。由此可知,只要接收機中某一級的增量增益Kd≤0,接收機就會發(fā)生過載,即丟失目標回波信號。接收機抗過載性能的好壞,可用動態(tài)范圍D來表示,它是當接收機不發(fā)生過載時允許接收機輸入信號強度的變化范圍,其定義式如下:(3.5.2)44第四十四頁，共76頁。圖3.26信號與寬脈沖干擾共同通過中頻放大器的示意圖45第四十五頁，共76頁?；?3.5.3)式中,Pimin、Uimin為最小可檢測信號功率、電壓;Pimax、Uimax為接收機不發(fā)生過載所允許接收機輸入的最大信號功率、電壓。接收機各部件的動態(tài)范圍典型值見表3.3。通過該表可迅速判明哪些部件影響動態(tài)范圍。但需注意:表中各部件的動態(tài)范圍是用各部件輸出端的最大信號與系統(tǒng)噪聲電平進行比較而算出的,該部件的所有濾波應在飽和之前完成。表中同時還給出了與動態(tài)范圍有關的一些重要參數(shù)。46第四十六頁，共76頁。表3.3接收機各部件的動態(tài)范圍典型值47第四十七頁，共76頁。3.5.2增益控制

1.自動增益控制(AGC)

在跟蹤雷達中,為了保證對目標的自動方向跟蹤,要求接收機輸出的角誤差信號強度只與目標偏離天線軸線的夾角(稱為“誤差角”)有關,而與目標距離的遠近、目標反射面積的大小等因素無關。為了得到這種歸一化的角誤差信號,使天線正確地跟蹤運動目標,必須采用自動增益控制(AGC)。

48第四十八頁，共76頁。

圖3.27示出了一種簡單的AGC電路方框圖,它由一級峰值檢波器和低通濾波器組成。接收機輸出的視頻脈沖信號,經過峰值檢波,再由低通濾波器除去高頻成分之后,就得到自動增益控制電壓UAGC,將它加到被控的中頻放大器中去,就完成了增益的自動控制作用。當輸入信號增大時,視頻放大器輸出uo隨之增大,引起控制電壓UAGC增加,從而使受控中頻放大器的增益降低；當輸入信號減小時,情況正好相反,即中頻放大器的增益將要增大。因此自動增益控制電路是一個負反饋系統(tǒng)。49第四十九頁，共76頁。2.自動增益控制(AGC)圖3.27一種簡單的AGC電路方框圖50第五十頁，共76頁。圖3.28瞬時自動增益控制電路的組成方框圖51第五十一頁，共76頁。

瞬時自動增益控制的目的是使干擾電壓受到衰減(即要求控制電壓UC能瞬時地隨著干擾電壓而變化),而維持目標信號的增益盡量不變。因此,電路的時常數(shù)應這樣選擇:為了保證在干擾電壓的持續(xù)時間τn內能迅速建立起控制電壓UC,要求電路時常數(shù)τi＜τn;為了維持目標回波的增益盡量不變,必須保證在目標信號的寬度τ內使控制電壓來不及建立,即τi>>τ,為此電路時常數(shù)一般選為τi=(5~20)τ

(3.5.4)干擾電壓一般都很強,所以中頻放大器不僅末級有過載的危險,前幾級也有可能發(fā)生過載。為了得到較好的抗過載效果,增大允許的干擾電壓范圍,可以在中放的末級和相鄰的前幾級,都加上瞬時自動增益控制電路。52第五十二頁，共76頁。

3.近程增益控制(STC)

近程增益控制電路又稱“時間增益控制電路”或“靈敏度時間控制(STC)電路”,它用來防止近程雜波干擾所引起的中頻放大器過載。雜波干擾(如海浪雜波和地物雜波干擾等)主要出現(xiàn)在近距離,干擾功率隨著距離的增加而相對平滑地減小,如圖3.29(a)所示。如果把發(fā)射信號時刻作為距離的起點,則橫軸實際上也就是時間軸。53第五十三頁，共76頁。圖3.29瞬時自動增益控制電路的組成方框圖54第五十四頁，共76頁。根據(jù)試驗,海浪雜波干擾功率Pim隨距離R的變化規(guī)律為(3.5.5)式中，K為比例常數(shù),它與雷達的發(fā)射功率等因素有關;a為由試驗條件所確定的系數(shù),它與天線波瓣形狀等有關,一般a=2.7~4.7。

近程增益控制的基本原理是:當發(fā)射機每次發(fā)射信號之后,接收機產生一個與干擾功率隨時間的變化規(guī)律相“匹配”的控制電壓UC,控制接收機的增益按此規(guī)律變化。所以近程增益控制電路實際上是一個使接收機靈敏度隨時間而變化的控制電路,它可以使接收機不致受近距離的雜波干擾而過載。55第五十五頁，共76頁。3.6濾波和接收機帶寬3.6.1匹配濾波和準匹配濾波

1.匹配濾波器基本概念匹配濾波器是在白噪聲背景中檢測信號的最佳線性濾波器,其輸出信噪比在某個時刻可以達到最大。如果已知輸入信號s(t),其頻譜為S(ω),則可以證明匹配濾波器在頻率域的特性為H(ω)=kS*(ω)exp(-jωt0)(3.6.1)56第五十六頁，共76頁。式中，S*(ω)為頻譜S(ω)的共軛值;k為濾波器的增益常數(shù);t0是使濾波器實際上能夠實現(xiàn)所必須的延遲時間,在t0時刻將有信號的最大輸出。同樣可以證明，匹配濾波器在時間域的函數(shù),即其脈沖響應為h(t)=ks*(t0-t)(3.6.2)式中，s*(t0-t)為輸入信號的鏡像,它與輸入信號s(t)的波形相同,但從時間t0開始反轉過來。57第五十七頁，共76頁。

在對匹配濾波器作理論研究時,延時t0和增益常數(shù)k可以不予考慮,因此匹配濾波器的上述方程式特性可以簡化為H(ω)=S*(ω)h(t)=s*(-t)(3.6.3)(3.6.4)從式(3.6.3)和式(3.6.4)可以看出:匹配濾波器的傳輸函數(shù)是輸入信號頻譜的復共軛值,匹配濾波器的脈沖響應是輸入信號的鏡像函數(shù)。還可以進一步證明,匹配濾波器在輸出端給出的最大瞬時信噪比為(3.6.5)58第五十八頁，共76頁。

N0是輸入噪聲的譜密度,它是匹配濾波器輸入端單位頻帶內的噪聲功率;E是輸入信號能量:(3.6.6)59第五十九頁，共76頁。60第六十頁，共76頁。

2.單個矩形中頻脈沖的匹配濾波器多數(shù)常規(guī)雷達采用簡單矩形脈沖調制,所以有必要研究一下矩形包絡的單個中頻脈沖的匹配濾波器。設矩形脈沖的幅度為A,寬度為τ,信號波形的表達式為(3.6.7)61第六十一頁，共76頁。用傅里葉變換可求得信號頻譜(3.6.8)因而由式(3.6.3)可得匹配濾波器的傳輸函數(shù)［見圖3.30(c)］為(3.6.9)62第六十二頁，共76頁。圖3.30單個矩形中頻脈沖及其匹配濾波器特性(a)矩形脈沖波形;(b)矩形高頻脈沖頻譜;(c)匹配濾波器特性63第六十三頁，共76頁。由式(3.6.5)可得匹配濾波器輸出的最大信噪比為(3.6.10)理想匹配濾波器的特性一般比較難于實現(xiàn),例如對于單個矩形中頻脈沖來說,圖3.30(c)所示的頻率特性H(ω)就不易實現(xiàn)。因此需要考慮它的近似實現(xiàn),即采用準匹配濾波器。64第六十四頁，共76頁。

3.準匹配濾波器準匹配濾波器是指實際上容易實現(xiàn)的幾種典型頻率特性,例如對于圖3.30(c)所示的頻率特性,通?？梢杂镁匦?、高斯形或其它形狀的頻率特性來作近似。適當選擇該頻率特性的通頻帶,可獲得準匹配條件下的“最大信噪比”。雷達中頻放大器的級數(shù)較多,其合成頻率特性有時可近似為矩形。下面討論采用矩形近似的準匹配濾波器輸出“最大信噪比”(S/N)≈max與圖3.30(c)所示的匹配濾波器輸出的最大信噪比(S/N)max相比較,二者之間的差別。65第六十五頁，共76頁。圖3.31單個矩形中頻脈沖及其匹配濾波器特性66第六十六頁，共76頁。設矩形特性濾波器的角頻率帶寬為W,傳