LLC諧振電路工作原理及參數設計演示文稿

LLC諧振電路工作原理及參數設計演示文稿現在是1頁\一共有61頁\編輯于星期一第1章諧振電路簡介第2章LLC拓撲原理第3章參數設計計算第4章L6599芯片介紹第5章設計注意事項現在是2頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路簡介

諧振現象:

含有RLC的無源單口網絡在正弦激勵作用下,對于某些頻率出現端口電壓、電流同相位。X=XL-XC=0諧振分類：1、串聯諧振2、并聯諧振諧振條件：現在是3頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路簡介串聯諧振一、諧振條件與諧振頻率：諧振條件：諧振頻率：或諧振產生方法：

1）信號源給定，改變電路參數；

2）電路給定，改變信號源頻率?，F在是4頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路簡介諧振參數：1、諧振阻抗：諧振時電路的輸入阻抗Z0

串聯諧振電路：Z0=R3、品質因數：2、特征阻抗：諧振時的感抗或容抗。串聯諧振電路：現在是5頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路簡介串聯諧振特性1）阻抗最?。篫0=R2)u-i=03)cos=14)電流達到最大值：

Im=U/R5)L、C端出現過電壓:UL=UC=QU6)相量圖（電流與電壓同相位）?現在是6頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路簡介

串聯諧振電路阻抗并聯諧振電路的阻抗計算?現在是7頁\一共有61頁\編輯于星期一第1章諧振電路簡介第2章LLC拓撲原理第3章參數設計計算第4章L6599芯片介紹第5章設計注意事項現在是8頁\一共有61頁\編輯于星期一諧振電路拓樸原理

諧振變換器之所以得到重視和研究，是因為在諧振時電流或電壓周期性過零，利用這一點實現軟開關，可以降低開關損耗，提高功率變換器的效率。諧振功率變化器有以下三種：SRC（SeriesResonanceCircuit）、PRC（ParallelResonanceCircuit）、SPRC（Series-ParallelResonanceCircuit，又稱LLC）?，F在是9頁\一共有61頁\編輯于星期一SRC（串聯諧振電路）

電路中電感與電容串聯，形成一個串聯諧振腔。這個諧振腔的阻抗與負載串聯，則由于其串聯分壓作用，增益總是小于1。諧振腔的阻抗與頻率有關，在其諧振頻率fr下阻抗最小，此時的增益也最大。現在是10頁\一共有61頁\編輯于星期一SRC的直流特性曲線

根據電路的直流特性可知：①fs>fr時,開關管Q-->ZVS；②輕載時，fs要變化很大才能保證輸出電壓不變;③Vin增大時,fs增大使輸出電壓保持不變。此時諧振腔的阻抗也增大，則諧振腔內有很高的能量在循環(huán)，而并沒有把這些能量供給負載，并且使半導體器件的應力增大。因此，串聯諧振變換器存在一些不利因素：輕載調整率高、高的諧振能量、高輸入電壓時較大的關斷電流?，F在是11頁\一共有61頁\編輯于星期一PRC（并聯諧振電路）

現在是12頁\一共有61頁\編輯于星期一PRC的直流特性曲線

根據其直流特性可知：①fs>fr時，實現軟開關；②輕載時，fs并不要變化很大來維持輸出電壓不變；③Vin增大時，fs增大來維持輸出電壓不變。此時諧振腔內循環(huán)的能量依然很大，即使是在輕載的條件下，由于負載與電容并聯，仍然有一個比較小的串聯阻抗。與SRC相比，PRC優(yōu)點：在輕載時，頻率變化不大即可保證輸出電壓不變。PRC的缺點：高的諧振能量、高輸入電壓時關斷電流較大會引起較大的關斷損耗。現在是13頁\一共有61頁\編輯于星期一SPRC（串并聯諧振電路）

串并聯諧振電路有兩種形式。LCC形式現在是14頁\一共有61頁\編輯于星期一SPRC（串并聯諧振電路）

對于LCC電路，存在兩個諧振頻率：

顯然，fr2<fr1。由直流特性曲線可知：①當fr2<fs<fr1時，MOSFET工作在ZCS區(qū)域，對于MOSFET而言，ZVS模式下開關損耗較ZCS模式要??；②為了滿足ZVS，fs>fr1，這樣低頻諧振點沒有利用。從這個方案可以看出，可以利用雙諧振網絡來實現ZVS，如果將LCC的直流特性左右翻轉，那么低頻諧振點就可以利用上。因此，出現了特性較好的諧振變換器LLC結構?，F在是15頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC電路拓樸原理

LLC形式現在是16頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC電路拓樸原理

對于LLC電路，存在兩個諧振頻率：顯然，fr1>fr2。由直流特性曲線可知：①當fs>fr2時，MOSFET工作在ZVS區(qū)域，對于MOSFET而言，ZVS模式下開關損耗較ZCS模式要??；②在輕載時，LLC諧振變換器的開關頻率變化很小，即使在空載時它也具備零電壓開關能力。現在是17頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC電路拓樸原理

LLC變換器的模態(tài)分析根據LLC諧振變換器的直流增益特性可以將其分為三個工作區(qū)域。通常將LLC諧振變換器設計工作在區(qū)域1和2，工作區(qū)域3是ZCS工作區(qū)。對于MOSFET而言，ZVS模式的開關損耗比ZCS模式的開關損耗要小。對于諧振電路而言，要使其呈現感性狀態(tài)，必須使外加激勵的頻率高于諧振頻率。因此對于LLC，其最小開關頻率不能低于fr2.從開關頻率與諧振頻率的關系來看，LLC的工作狀態(tài)分為fs=fr1,fs>fr1,fr2<fs<fr1三種工作狀態(tài)。現在是18頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs=fr1(Phase1/6)

Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON1/6設定初始條件為:諧振回路中電流到零(在Q2導通時間內)此時間內Q1OFF,Q2ON,D2ON變壓器向副邊傳遞能量因fs=fr1,此階段結束時刻，諧振電流與激磁電流剛好相等變壓器副邊無電流，二極管D2零電流關斷，實現ZCSQ2也關斷現在是19頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs=fr1(Phase2/6)

2/6Q1,Q2,D1,D2OFF(死區(qū)時間)在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q2關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,將繼續(xù)向Coss2中充電此時副邊能量由Cout提供,因死區(qū)時間很短,副邊不需要電感當 VCoss2≥Vin時,Q1的體二極管導通Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON現在是20頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs=fr1(Phase3/6)

3/6在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q1體二極管導通時刻,Q1ON,實現ZVS開通

當Q1導通后，諧振電流通過Q1反向流通，諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D1導通向負載提供能量同時Lm進行反向勵磁當ILs=0時,此階段結束Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON現在是21頁\一共有61頁\編輯于星期一fs=fr1(Phase4/6)

4/6在上個階段結束時,Cr中的電流是從右向左剛好回零此時Q1ON,Vin通過變壓器向副邊傳遞能量諧振電流反向為從左向右,逐漸變大因fs=fr1,諧振電流與激磁電流剛好相等,Q1關斷,D1ZCS關斷,此階段結束Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ONVinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Cout現在是22頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs=fr1(Phase5/6)

5/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ONQ1,Q2,D1,D2OFF(死區(qū)時間)在上個階段結束時,Cr中的電流是從左到右的,而且沒有回零在Q1關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,Vin向Coss1充電,此時Coss2放電此時副邊能量由Cout提供,因死區(qū)時間很短,副邊不需要電感當 VCoss2=0時,Q2的體二極管導通現在是23頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs=fr1(Phase6/6)

6/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從左到右的,而且沒有回零在Q2體二極管導通時刻,Q2ON,實現ZVS開通

當Q2導通后，諧振電流通過Q2反向流通，諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D2導通向負載提供能量同時Lm進行正向勵磁當ILs=0時,此階段結束當fs=fr1時，從上面的分析及波形可以看到，原邊電流波形為正弦波，Q1,Q2都是ZVS,副邊二極管D1,D2都是ZCS。Lm沒有參與諧振?，F在是24頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase1/6)

1/6設定初始條件為:諧振回路中電流到零(在Q2導通時間內)此時間內Q1OFF,Q2ON,D2ON變壓器向副邊傳遞能量因fs>fr1,此階段結束時刻，諧振電流>激磁電流Q2關斷Q2關斷時刻,二極管D2電流沒到零Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON現在是25頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase2/6)

2/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ONQ1,Q2,D1OFF(死區(qū)時間)在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q2關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,將繼續(xù)向Coss2中充電當 VCoss2≥Vin時,Q1的體二極管導通由于fs>fr1,此時諧振電流大于勵磁電流。因此諧振電流迅速減小到勵磁電流。在諧振電流減小到勵磁電流前，變壓器副邊仍有電流流動，變壓器原邊仍被箝位，因此諧振電流的下降斜率為（Vc-n.Vo)/Ls,(Vc為諧振電容上的電壓)。副邊整流二極管D2上的電流逐漸減小，當諧振電流等于勵磁電流的時候，D2的電流減小到0，實現ZCS現在是26頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLpCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase3/6)

3/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q1體二極管導通時刻,Q1ON,實現ZVS開通

當Q1導通后，諧振電流通過Q1反向流通，諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D1導通向負載提供能量同時Lm進行反向勵磁當ILs=0時,此階段結束現在是27頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase4/6)

4/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從右向左剛好回零此時Q1ON,Vin通過變壓器向副邊傳遞能量諧振電流反向為從左向右,逐漸變大因fs>fr1,此階段結束時刻，諧振電流>激磁電流Q1關斷Q1關斷時刻,二極管D2電流沒到零現在是28頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase5/6)

5/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ONQ1,Q2,D1OFF(死區(qū)時間)在上個階段結束時,Cr中的電流是從左到右的,而且沒有回零在Q1關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,Vin向Coss1充電,此時Coss2放電由于fs>fr1,此時諧振電流大于勵磁電流。因此諧振電流迅速減小到勵磁電流。在諧振電流減小到勵磁電流前，變壓器副邊仍有電流流動，變壓器原邊仍被箝位，因此諧振電流的下降斜率為（Vc-n.Vo)/Ls,(Vc為諧振電容上的電壓)。副邊整流二極管D1上的電流逐漸減小，當諧振電流等于勵磁電流的時候，D2的電流減小到0，實現ZCS現在是29頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfs>fr1(Phase6/6)

6/6Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從左到右的,而且沒有回零在Q2體二極管導通時刻,Q2ON,實現ZVS開通

當Q2導通后，諧振電流通過Q2反向流通，諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D2導通向負載提供能量同時Lm進行正向勵磁當ILs=0時,此階段結束當fs>fr1時，從上面的分析及波形可以看到，Q1,Q2都是ZVS,副邊二極管D1,D2都是ZCS。Lm沒有參與諧振?，F在是30頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase1/8)

1/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON設定初始條件為:諧振回路中電流到零(在Q2導通時間內)此時間內Q1OFF,Q2ON,D2ON變壓器向副邊傳遞能量因fs<fr1,此階段結束時刻，諧振電流=激磁電流D2ZCS關斷現在是31頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase2/8)

2/8前一階段結束時，諧振電流=激磁電流此時間內Q1OFF,Q2ON,D2OFFCout向副邊傳遞能量此時Lm參與諧振，諧振電流的上升斜率為（Vin-Vc)/(Lm+Ls)直到Q2關斷,此階段結束Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON現在是32頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase3/8)

3/8Q1，Q2，D2OFFCout向副邊傳遞能量在Q2關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,I(Lm+Ls)將繼續(xù)向Coss2中充電當 VCoss2≥Vin時,Q1的體二極管導通直到Q1開通,此階段結束Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON現在是33頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase4/8)

4/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q1體二極管導通時刻,Q1ON,實現ZVS開通

當Q1導通后，諧振電流通過Q1反向流通，當諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D1導通向負載提供能量同時Lm進行反向勵磁當ILs=0時,此階段結束現在是34頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase5/8)

5/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON上階段結束時，諧振回路中電流到零(在Q1導通時間內)此時間內Q2OFF,Q1ON,D1ON變壓器向副邊傳遞能量因fs<fr1,此階段結束時刻，諧振電流=激磁電流D1ZCS關斷現在是35頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase6/8)

6/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON前一階段結束時，諧振電流=激磁電流此時間內Q2OFF,Q1ON,D2OFFCout向副邊傳遞能量此時Lm參與諧振，諧振電流的上升斜率為（Vin-Vc)/(Lm+Ls)直到Q1關斷,此階段結束現在是36頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase7/8)

7/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ONQ1，Q2，D1OFFCout向副邊傳遞能量在Q1關斷時刻,由于電感中的電流不能突變,I(Lm+Ls)將繼續(xù)向Coss2中充電當 VCoss2≥Vin時,Q1的體二極管導通直到Q1開通,此階段結束現在是37頁\一共有61頁\編輯于星期一VinVoutQ1Q2LsLmCrn:1:1D1D2Coss1Coss2Coutfr2<fs<fr1(Phase8/8)

8/8Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONQ1OFFQ2ON在上個階段結束時,Cr中的電流是從右到左的,而且沒有回零在Q1體二極管導通時刻,Q1ON,實現ZVS開通

當Q1導通后，諧振電流通過Q1反向流通，當諧振電流大于激磁電流，副邊二極管D2導通向負載提供能量同時Lm進行反向勵磁當ILs=0時,此階段結束當

fr2<fs<fr1時，從上面的分析及波形可以看到，Q1,Q2都是ZVS,副邊二極管D1,D2都是ZCS。Lm參與諧振?，F在是38頁\一共有61頁\編輯于星期一第1章諧振電路簡介第2章LLC拓撲原理第3章參數設計計算第4章L6599芯片介紹第5章設計注意事項現在是39頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

1.確定輸入輸出指標設置輸入電壓:Vin_max=400VVin_min=320VVin_nom=385V設置輸出參數:Vo=24VVd=0.9VIo=5A2.變壓器參數計算選擇磁芯:Ae=107mm2ER35

磁芯雙向磁時:

由此可初步核算出變壓器窗口面積是否足夠,否則需重新選擇磁材現在是40頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

3.設置變壓器參數與匝數比3.1確定匝數比:由之前的原理分析可知,為兼顧效率與空載電壓,將變換器工作點設置在fr1左側附近最理想3.2變壓器參數計算根據之前選擇好的磁材及最小Np,由匝比確定的Ns,試繞變壓器,得出以下參數現在是41頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

Cr=22nF由此得出fr1,fr2得出fr1后,需核算ΔB是否滿足,否則需重新選擇Cr,Lm在此時只是初始設置值,需根據后面講到的Q值進行調整4.選擇諧振電容設置初始值:現在是42頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

對于半橋網絡，其激勵源可看作是個頻率可變，50%占空比的方波。因此為了更好的研究LLC諧振槽路的特性及設計，我們需要簡化LLC諧振槽路的輸入輸出模型。對于諧振槽路，起主導作用的是激勵的基波成分。因此我們用基波等效（FHA)來等效輸入模型。5.計算初級等效負載阻抗現在是43頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

由上圖的LLC電路模型,我們可以得出以下交流等效電路。對于諧振槽路的輸入端，也就是Q1,Q2連接點，我們通常稱為半橋中點，其電壓波形為一個幅值為Vdc的方波0VinVin2Q1ONQ2OFFQ1OFFQ2ONVin2p現在是44頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

經過傅里葉分解，我們可以得到它的基波為：其有效值為現在是45頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

由此可以得到出LLC變換器的交流等效負載阻抗為：由于LLC變壓器副邊繞組的電流為正弦波，對于全橋或全波整流電路現在是46頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算由此可以得到出LLC變換器的品質因素為：因LLC電路大部分時間是工作在SRC模式,由前面講到的RLC串聯等效電路的品質因素為:5.計算LLC品質因素此即為我們所熟知的電路的Q值現在是47頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

6.計算電路的最大最小增益最大增益值:最小增益值:由正常增益值可得出正常工作時的頻率:正常增益值:現在是48頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算

7.計算電路的歸一化增益函數首先計算該網絡的傳遞函數：進行歸一化計算：令k=Lm/Ls,fn=f/fr，帶入G(jw)化簡得：現在是49頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算LLC電路增益曲線現在是50頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算從LLC電路增益曲線可知所有的Q值曲線在諧振頻率處的增益為1.也就是說在fs=fr1這一點，LLC變化器的工作狀態(tài)與負載無關。這也正是我們所希望的。通常情況下我們將這一點選定為正常輸入電壓時的工作點。由此可知，我們所希望的fn=1

從增益函數可知，變量還有K與Q，由增益曲線可以分別得出K與Q的曲線，通常來講，K值取為3-7之間較理想。我們可以看到當負載增加的時候，LLC的工作頻率是減小的。從物理意義上來講，當負載阻抗Rac減小的時候，Lr與Cr構成的串聯諧振回路上的阻抗也要減小，以維持Rac上得到的分壓不變。只有通過降低頻率才能使Lr和Cr構成的串聯阻抗減小。因此，當負載加重時，LLC的開關頻率是減小的；當負載減輕的時候，LLC的開關頻率是增大的。當輸入電壓降低時，開關頻率也是降低的。Q值在選取時，要考慮到電源在最低輸入電壓下始終都不能進入曲線的左側區(qū)域（ZCS），即MAX線與曲線的交點必須在設定的最低頻率以上。通過對曲線的調整，我們就可以得出想要的工作點?，F在是51頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算8.LLC電路部分器件選取8.1變壓器繞組電流計算次級繞組電流：初級繞組電流：首先計算諧振回路阻抗：基波分量峰值：繞組有效值電流：現在是52頁\一共有61頁\編輯于星期一LLC參數設計計算8.2次級電路計算次級整流管電壓,電流,損耗(24V輸出）：次級輸出電解電容紋波電流：現在是53頁\一共有61頁\編輯于星期一第1章諧振電路簡介第2章LLC拓撲原理第3章參數設計計算第4章L6599芯片介紹第5章設計注意事項現在是54頁\一共有61頁\編輯于星期一L6599芯片介紹LLC工作過程分析在初始上電啟動時，輸出電壓尚未建立，原邊Lm短路的，因此必須要增加軟啟動電路，通過提高開關頻率（軟啟動頻率fss)來降低啟動時的峰值電流，直到輸出閉環(huán)進入正常工作。在輸出負載做動態(tài)跳變時，電壓環(huán)路會處于快速開環(huán)閉環(huán)工作，工作頻率會在最低與最高之間變化，因此需要設置變換器的fmin與fmax,fmin的設置必須大于fr2,以防止電源進入ZCS區(qū)域，fmax的設置需考慮雷擊與輸出空載并開環(huán)狀態(tài)時輸出電壓不至于沖太高。需要理解的幾個頻率：fr1,fr2,fmin,fmax,fs,fss現在是55頁\一共有61頁\編輯于星期一L6599芯片介紹L6599內部框圖現在是56頁\一共有61頁\編輯于星期一L6599芯片介紹L6599芯片介紹1.Css：軟啟動端。此腳與地（GND）間接一只電容Css，與4腳（RFmin）間接一只電阻Rss，用以確定軟啟動時的最高工作頻率。當Vcc（12腳）<UVLO（低電壓閉鎖），LINE（7腳）<1.25V或>6V，DIS（8腳）>1.85V（禁止端），ISEN（6腳）>1.5V，DELAY（2腳）>3.5V，以及當ISEN的電壓超過0.8V或長時間超過0.75V時，芯片關閉，電容器Css通過芯片內部開關放電，以使再啟動過程為軟啟動。2.DELAY：過載電流延遲關斷端。此端對地并聯接入電阻Rd和電容Cd各一只，設置過載電流的最長持續(xù)時間。當ISEN腳的電壓超過0.8V時，芯片內部將通過150uA的恒流源向Cd充電，當充電電壓超過2.0V時，芯片輸出將被關斷，軟啟動電容Css上的電也被放掉。電路關斷之后，過流信號消失，芯片內部對Cd充電的3.5V電源被關斷，Cd上的電通過Rd放掉，至電壓低于0.3V時，軟啟動開始。這樣，在過載或短路狀態(tài)下，芯片周而復始地工作于間歇工作狀態(tài)。（Rd應不小于2V/150uA＝13.3kΩ。Rd越大，允許過流時間越短，關斷時間越長。）3.CF：定時電容。對地間連接一只電容Cf，和4腳對地的RFmin配合可編程振蕩器的開關頻率?，F在是57頁\一共有61頁\編輯于星期一L6599芯片介紹4.RFmin：最低振蕩頻率設置。4腳提供2V基準電壓，并且，從4腳到地接一只電阻RFmin，用于設置最低振蕩頻率。從4腳接一只電阻RFmax，通過反饋環(huán)路控制的光耦接地，將用于調整交換器的振蕩頻率。RFmax是最高工作頻率設置電阻。4腳―1腳―GND間的RC網絡實現軟啟動。5.STBY：Standby，間歇工作模式門限（<1.25V）。5腳受反饋電壓控制，和內部的1.25V基準電壓比較，如果5腳電壓低于1.25V的基準電壓，則芯片處于靜止狀態(tài)，并且只有較小的靜態(tài)工作電流。當5腳電壓超過基準電壓50mV時，芯片重新開始工作。這個過程中，軟啟動并不起作用。當負載降到某個水平之下（輕載）時，通過RFmax和光耦（參見結構圖），這個功能使芯片實行間歇工作模式。如果5腳與4腳間沒有電路關聯，則間歇工作模式不被啟用。6.ISEN：電流檢測信號輸入端。6腳通過電阻分流器或容性的電流傳感器檢測主回路中的電流。這個輸入端沒有打算實現逐周控制，因此必須通過濾波獲得平均電流信息。當電壓超過0.8V門限（有50mV回差，即一旦越過0.8V，而后只要不回落