峰值電流模式演示

（優(yōu)選）峰值電流模式ppt目前一頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點峰值電流模式控制電路的結(jié)構(gòu)

(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。圖1（a）峰值電流模式控制電路目前二頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點ttttCLK0SiRiRiLiSt0t1000t2基本原理開關(guān)的開通由CLK信號控制，CLK信號每隔一定時間使RSFF置位，Q=1→開關(guān)開通→iL上升至給定值iR→比較器輸出信號翻轉(zhuǎn)→RSFF復位,Q=0→開關(guān)復位。圖1（b）峰值電流模式控制波形目前三頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點峰值電流模式PWM控制電路優(yōu)點暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快。

對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快。峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。目前四頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點整個反饋電路變成了一階電路。

雖然電源的L－C濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當誤差電壓發(fā)生變化時，才會導致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進而決定功率開關(guān)的占空比。因此，可看作是一個電流源，電感電流與負載電流之間有了一定的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨立變量，整個反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。目前五頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點瞬時峰值電流限流功能。

即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能；自動均流并聯(lián)功能。

由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號轉(zhuǎn)變成的電壓信號和一個公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較,就可以實現(xiàn)并聯(lián)均流,因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實現(xiàn)。

目前六頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點峰值電流型控制存在的問題對噪聲敏感開環(huán)不穩(wěn)定性；引入斜坡補償問題次諧波振蕩具有尖峰值/平均值誤差目前七頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點開環(huán)不穩(wěn)定性圖2電流型變換器的開環(huán)不穩(wěn)定性(a)D<0.5(b)D>0.5(c)D>0.5并加斜坡補償目前八頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點占空比>0.5時，這個攏動將隨時間增加而增加，如圖2（b）所示。這可用數(shù)學表達式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)進一步可引入斜率為m的斜坡信號，如圖2（c）所示。這個斜坡電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。目前九頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點

圖3局部放大圖由幾何關(guān)系可知經(jīng)過一個開關(guān)周期后，輸出電感中電流的變化為ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)（2）目前十頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點要系統(tǒng)穩(wěn)定，偏移電流量必須趨近于零，即故系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件是因為在穩(wěn)定條件下，D?m1=-(1－D)m2，消去m1，整峰值電流控制系統(tǒng)穩(wěn)定充要條件為（3）目前十一頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點

在100％占空比下求解這個方程（3）有：

m>(－1/2)/m2

（4）為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作，應(yīng)使斜坡補償信號的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2。

在控制工程實際中，補償斜率m一般取為m=(0.7～0.8)m2，目前十二頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點Ｒ1、Ｒ2值的比例決定了所加的斜坡補償量。電容Ｃ1是交流耦合電容,使晶振的交流分Ｃ2和Ｒ1組成濾波電路,濾去初級Ｉｐ中的前沿尖峰,避免誤動作。?ＶＯＳＣ是晶振鋸齒波的峰峰值。圖4斜坡補償電路斜坡補償電路設(shè)計目前十三頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點斜坡補償設(shè)計步驟:1.計算電感電流的下降沿:m2=di/dt=VOUT/L(安/秒);2.計算初級測得的下降沿坡度:

Vm2=m2·RSENSE(伏/秒);3.計算晶振充電時的坡度:

VOSC=d(VOSC)/TON(伏/秒)4.應(yīng)用疊加定理求斜坡補償后電流輸入端電壓5.計算斜坡補償值：斜坡補償電壓VCOMP為：確定斜坡補償比例M和R1.R2阻值目前十四頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點峰值電流型控制的斜坡補償實例

電流反饋PWM，取輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，調(diào)節(jié)占空比電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。UC3842工作原理結(jié)構(gòu)：電流測定放大器誤差放大器比較器振蕩器鎖存器欠壓鎖定電路關(guān)閉信號電流限制軟啟動輸出端工作頻率500kHz目前十五頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點峰值電流模式控制芯片UC3842目前十六頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點目前十七頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點UC3842各組成部分的原理內(nèi)部包含5V基準源，用于電壓調(diào)節(jié)器的誤差放大器和峰值電流比較器等。具有可以提供1A峰值電流的驅(qū)動電路、電源欠電壓保護電路等。振蕩器的振蕩頻率由外接電阻RT和電容CT決定，CT也決定死區(qū)時間的長短。死區(qū)時間、開關(guān)頻率同RT和CT關(guān)系如下驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)為推挽結(jié)構(gòu)的跟隨電路，輸出峰值電流可達500mA，可直接驅(qū)動主電路的開關(guān)器件。ft：時鐘頻率(kHz)RT：外接電阻(kΩ)CT：外接電容(uF)tD：死區(qū)時間(us)目前十八頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點UC3842各組成部分的原理欠電壓保護電路對集成PWM控制器的電源實施監(jiān)控。初上電時，當電源電壓低于啟動電壓（約16V）時→封鎖PWM信號輸出→輸出端(引腳6)為低電平。當電源電壓大于啟動電壓→經(jīng)過軟啟動→UC3842內(nèi)部電路開始工作→PWM信號輸出。若電源電壓跌至保護閾值（約10V）以下→PWM信號被封鎖，避免輸出混亂脈沖，以保護主電路開關(guān)器件。當電源電壓再次大于啟動電壓→再經(jīng)軟啟動→UC3842內(nèi)部電路重新工作→恢復PWM信號輸出。目前十九頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點UC3842的2種斜坡補償方法：(a)斜坡補償加至2端從斜坡端（即腳4振蕩器輸出端）接一個電阻R1至誤差放大器反相輸入端（腳2）

，于是誤差放大器輸出呈斜坡狀，再與采樣電流比較。目前二十頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點(b)斜坡補償加至3端它從斜坡端（腳4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳3），這時將在Rs上的感應(yīng)電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較。目前二十一頁\總數(shù)二十三頁\編于二十二點次諧波振蕩內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰是電流模式控制的一個重要問題。這種增益尖峰發(fā)生在二分之一開關(guān)頻率處,使相移超出范圍,導致不穩(wěn)定,并使電壓環(huán)進入次諧波振蕩。這時