超寬帶無線電基礎

超寬帶無線電根底武漢理工大學信息工程學院胡君萍章節(jié)安排第一章概述第二章超寬帶實現(xiàn)技術第三章超寬帶系統(tǒng)與其它通信系統(tǒng)的共存性探討第四章超寬帶脈沖波形研究超寬帶信道模型超寬帶天線認知超寬帶第一章概述超寬帶無線電開展歷史超寬帶定義超寬帶技術的特點超寬帶研究現(xiàn)狀1.1超寬帶無線電開展歷史超寬帶〔UltraWideBand，簡寫為UWB〕是利用超寬頻帶的電波進行高速無線通信的技術。超寬帶技術可以追溯到十九世紀。在十九世紀后期由馬可尼研制的火花間隙無線電被用于傳送莫爾斯電碼，到1924年，由于火花間隙無線電的射頻輻射無法調節(jié)，其在大多數(shù)的應用中被禁止。從此以后，基于載波的無線電技術占了統(tǒng)治地位。到了二十世紀六十年代，隨著采樣示波器、雪崩晶體管、隧道二極管的創(chuàng)造以及亞納秒級脈沖發(fā)生技術的開發(fā)，可以產生近似的沖激脈沖鼓勵，從而微波網(wǎng)的沖激響應可以直接進行觀察和測量。沖激響應測量方面的研究導致了基于脈沖的傳輸被應用于雷達和通信中〔僅限于軍事、災害救援搜索雷達定位及測距等方面〕。到80年代后期，該技術開始被稱為“無載波〞無線電，或脈沖無線電。美國國防部在1989年首次使用了“超帶寬〞這一術語表示脈沖無線電。隨著2002年美國聯(lián)邦通信委員會FCC開放超寬帶技術的民用，超寬帶技術受到重視，大批機構涌入研究，出現(xiàn)了新的超寬帶實現(xiàn)技術，比方直接序列擴頻、多帶正交頻分復用，超寬帶技術的定義也隨之進行了調整?！?.2超寬帶定義現(xiàn)在的超寬帶己經不局限于早期的脈沖形式的無線電，任何無線電系統(tǒng)，只要它滿足下面的條件之一就稱為超寬帶系統(tǒng)〔FCC的定義〕：

(1)(2)

fH、fL是信號功率譜密度在-10dB處測量的值。也就是說，只要無線通信系統(tǒng)的相對帶寬不低于20%或絕對帶寬不低于500MHz，就是超寬帶無線通信系統(tǒng)。

窄帶的相對帶寬小于1%，寬帶的相對帶寬在1%到20%之間。功率普密度fLfHf0f(Hz)窄帶寬帶-10dB為了防止民用的超寬帶系統(tǒng)對已有的無線通信系統(tǒng)〔GPS、航空系統(tǒng)、802.11n〕產生干擾，F(xiàn)CC在2002年4月發(fā)布了針對超寬帶的報告和標準，標準根據(jù)三類用途的超寬帶通信系統(tǒng)可能產生的干擾，對它們的頻譜使用范圍和功率輻射進行了嚴格和具體規(guī)定。三類用途的超寬帶通信系統(tǒng)為包括探地雷達〔GPR〕、穿墻雷達的成像系統(tǒng)、監(jiān)視器以及醫(yī)療成像設備；車載雷達系統(tǒng)；通信和測量系統(tǒng)FCC對不同用途的超寬帶設備頻譜使用范圍的規(guī)定探地雷達與墻壁成像系統(tǒng)：低于960MHz或3.1~10.6GHz墻壁穿透成像系統(tǒng)：低于960MHz或1.99~10.6GHz監(jiān)視系統(tǒng)：1.99~10.6GHz醫(yī)療系統(tǒng)、通信和測量系統(tǒng)：3.1~10.6GHz車載雷達：22~29GHz，另外，中心頻率和最高輻射電平點的頻率必須大于24.075GHz。FCC對超寬帶設備的功率輻射限制FCC對超寬帶設備的功率輻射限制以EIRP〔EffectiveIsotropicRadiatedPower〕指標給出。所謂EIRP，即有效全向輻射功率，是一個天線的輸入功率與某個指定方向天線增益的乘積相對全向天線的值。頻率（MHz)室內EIRP（dBm）手持EIRP（dBm）成像EIRP（dBm）車載雷達EIRP（dBm）低于960Section15.209Section15.209Section15.209Section15.209960~1610-75.3-75.3-53.3-75.31610~1990-53.3-63.3-51.3-63.31990~3100-51.3-61.3-41.3-63.33100~10600-41.3-41.3-41.3-63.310600~22000-51.3-61.3-41.3-41.322000~29000-51.3-61.3-51.3-41.3UWB輻射限度

GPRsand墻壁成像系統(tǒng)UWB排放限度

車載雷達系統(tǒng)UWB排放限度

室內通訊系統(tǒng)UWB排放限度

室外(手持)

通訊系統(tǒng)§1.3超寬帶技術的特點超寬帶有很大的絕對帶寬，根據(jù)香農定理C=Blog2(1＋S/N)其中C是可得到的鏈路速度，超寬帶具有以下特點：小的干擾，共享頻譜資源——信息被擴展到很寬的頻譜上，故UWB系統(tǒng)發(fā)射的功率譜密度可以非常低，甚至低于FCC規(guī)定的電磁兼容背景噪聲電平〔-41.3dBm—FCCPart15〕，所以對其他通信系統(tǒng)的干擾小，可以與其他無線通信系統(tǒng)共享頻譜資源。FrequencyGHzpowerspectraldensityUWB的帶寬和功率普密度示意圖3.110.6dBm/MHz噪音水平UWB802.11a-41.35.725-5.825固有的保密性。——由于功率譜密度非常低，幾乎被湮沒在各種電磁干擾和噪聲中，具有隱蔽性好、低截獲率、保密性好等優(yōu)點。地理定位能力好。

——在嚴重的多徑環(huán)境下，定位精度大約為C/B，C是光速，B是信號帶寬。高的數(shù)據(jù)傳輸速度?！猆WB的傳輸速率可達幾十Mbps～幾Gbps其單位區(qū)域內通信容量高，可超過每平方米1000Kbps?！狪EEE802.11b僅為每平方米1Kbps，藍牙技術為每平方米30Kbps，IEEE802.11a也只為每平方米83Kbps。低功耗

——超寬帶技術在實現(xiàn)同樣傳輸速率時，功率消耗僅有傳統(tǒng)技術的1/10~1/100。脈沖方式的超寬帶系統(tǒng)還具有以下特點：低本錢。脈沖無線電超寬帶系統(tǒng)是無載波的通信系統(tǒng)，結構相對簡單，實現(xiàn)本錢低。具有穿墻/穿樓層能力極窄脈沖信號占有很寬的帶寬，包含有低頻信號，低頻信號具有穿透能力技術類型距離發(fā)射功率容量藍牙10m1mW30kbps/m2802.11b100m50mW1kbps/m2802.11g100m50mW5kbps/m2802.11a50m200mW55kbps/m2超寬帶10m200uW1.4Mbps/m2抗多徑衰落能力強采用基帶脈沖形式的UWB信號，與采用正弦載波的傳統(tǒng)無線通信信號的衰減特性不同。天線發(fā)射的正弦電磁波，在自由空間的衰減與距離的平方成正比，在密集多徑環(huán)境中，衰減與距離的3~4次方成正比。而UWB信號采用極窄脈沖信號，能量非常集中，瞬時功率很高，在密集多徑環(huán)境中各徑信號重疊抵消的幾率很低，具有很好的分集效果。1.4超寬帶的應用前景UWB在無線個域網(wǎng)中的應用目前超寬帶比較熱門的應用是無線個域網(wǎng)WPAN，通過UWB將PC機與其周邊設備、移動設備與固定設備之間建立高速無線連接。WiMedia聯(lián)盟的多媒體無線超平臺〔見圖1-3〕是一個很好的基于UWB的短距離無線多媒體構架或應用方案，以UWB為物理層技術形成無線超平臺，再加上相應的協(xié)議適應層，使得各種數(shù)字設備以USB、1394、藍牙協(xié)議進行無線連接或接入IP網(wǎng)。PAL：ProtocolAdaptationLayer協(xié)議適應層WiNET:無線以太網(wǎng)WiMediaUWBRadioPlatformPALPALWiNETPALIPMAC&PoliciesUWBPHY(MB-OFDM)WiMedia的基于UWB的通用無線平臺UWB在智能交通信息中的應用利用超寬帶的定位和搜索能力，我們可以制造防碰和防障礙物的汽車雷達利用UWB我們可以建立智能交通管理系統(tǒng)，這種系統(tǒng)應該由假設干個站臺裝置和一些車載裝置組成無線通信網(wǎng)，兩種裝置之間通過UWB進行通信完成各種功能。例如實現(xiàn)不停車的自動收費，汽車方的隨時定位測量、道路信息和行駛建議的隨時獲取，站臺方對移動汽車的定位搜索和速度測量等等。UWB的成像應用由于UWB具有好的穿透墻和樓層的能力，UWB可以應用于成像系統(tǒng)。利用UWB技術，我們可以制造穿墻雷達和穿地雷達。穿墻雷達可以用在戰(zhàn)場上和警察的防暴行動中，定位墻后和角落的敵人。地面穿透雷達可以用來探測礦產，在地震或其他災難后搜尋幸存者?；赨WB的成像系統(tǒng)也可以用于不期望使用X射線的醫(yī)學系統(tǒng)。UWB在智能標識中的應用UWB技術可以被用作一種射頻識別技術。將存儲信息的RAM和UWB芯片集成制造為智能標簽，附到各種物品上，再將UWB芯片集成到帶CPU的閱讀器或搜索器上，就可以對各種物品進行智能識別、管理了。UWB在軍事領域中的應用由于UWB具有低截獲率，最早應用于軍事領域，如雷達、戰(zhàn)場上給士兵定位無線傳感網(wǎng)?！?.5UWB的研究現(xiàn)狀由于超寬帶顯著的優(yōu)點，超寬帶一經在民用領域開放，就有很多的公司、研究機構對其進行開發(fā)研究，出現(xiàn)了多種技術方案，為了使將來的超寬帶產品能夠互聯(lián)互通，必須建立國際上統(tǒng)一的超寬帶標準，工作組專門就UWB制定高速個域網(wǎng)標準。沖激無線電〔IR〕的根本專利大局部被幾家小公司所占有。后來由于許多大的通信和IT廠商的參加，物理層標準逐漸分化為兩大陣營，即多頻帶正交頻分復用〔MB-OFDM〕和直接序列超寬帶〔DS-UWB〕，這兩大陣營的背后分別是多頻帶正交頻分復用聯(lián)盟〔MBOA，現(xiàn)合并到WiMedia聯(lián)盟〕和超寬帶論壇〔UWBForum〕兩大產業(yè)聯(lián)盟。由于自2003年以來，IEEE802.15.3aUWB工作組無法在MB-OFDM和DS-UWB兩項方案的表決上，達成75%的多數(shù)同意，于2006年1月宣布解散。UWB標準交由市場決定。雖然UWB的標準化工作一直陷入僵局并被迫停止，但UWB的研發(fā)和產業(yè)化進程卻從來沒有停止過，而是以日新月異的速度在開展變化。2005年5月，Pulse-Link公司公布了自己的UWB架構及芯片，該公司稱其物理層支持2Gb/s操作，稱為C-WAVE方案。這說明，除了兩大聯(lián)盟以外，其他的研究機構、公司并沒有放棄對新的UWB物理層技術的研究。2005年7月和2005年8月基于DS-UWB和基于MB-OFDM的UWB芯片分別得到美國FCC的認證。2005年10月，美國飛思卡爾半導體〔FreescaleSemiconductor，Inc.〕和OpenInterface〔北美〕公司日前試制出了通過在物理層使用UWB，將最大數(shù)據(jù)傳輸速度提高至100Mbit/秒的藍牙系統(tǒng)。其目的是實現(xiàn)方案2006年完成標準化作業(yè)的下一代藍牙規(guī)格“BluetoothVersion3.0〞。UWB在高速無線個域網(wǎng)應用的具體實現(xiàn)就是無線USB，基于DS-UWB的“無線USB〞產品將在2006年9月面市，而基于MB-OFDM的“CertifiedWirelessUSB〞將在2006年底推向市場，“CertifiedWirelessUSB〞和“無線USB〞產品不能相互通訊。在無線通信領域，另一個新興的通信技術是認知無線電，超寬帶技術的一個研究方向就是將超寬帶技術與認知無線電相結合。國內研究現(xiàn)狀我國在2001年9月初發(fā)布的“十五〞國家863方案通信技術主題研究工程中，首次將“超寬帶無線通信關鍵技術及其共存與兼容技術〞作為無線通信共性技術與創(chuàng)新技術的研究內容，鼓勵國內學者加強這方面的研究工作。相關報道：2005年12月23日，由國家863方案資助，東南大學超寬帶課題組負責的我國第一套高速超寬帶〔Ultra-Wideband，UWB〕無線通信實驗系統(tǒng)通過驗收。該系統(tǒng)采用自主設計的雙載波－正交頻分復用〔DualCarrierOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，DC-OFDM〕方案，無線傳輸速率到達110Mbps，傳輸距離超過10米，可用來同時傳輸4路高清度電視節(jié)目或未壓縮視頻圖像，也可用于高速無線數(shù)據(jù)傳輸。2006年1月，北京郵電大學主持的“超寬帶無線通信技術及其電磁兼容的研究〞工程已經通過教育部科技研究重點工程驗收。該工程對超寬帶(UWB)無線通信的新技術及其電磁兼容進行了廣泛深入的研究，在超寬帶無線通信系統(tǒng)的脈沖形成、調制解調、多址接入、同步技術以及電磁兼容等方面，取得了一系列具有創(chuàng)新性的研究成果。2006年4月27日，由中國科大和清華大學共同承擔的國家863方案重大工程“基于脈沖體制的超寬帶無線通信關鍵技術研究與系統(tǒng)演示〞順利通過863方案通信技術主題專家組的驗收。同時，國家自然基金對超寬帶技術的研究給予資助。我國從事超寬帶技術研究的機構還較少，主要是高等院校，在超寬帶理論方面的研究處以跟蹤國外的狀態(tài)，應用研究與國外有一定差距。第二章超寬帶實現(xiàn)技術IR-UWB傳統(tǒng)的超寬帶實現(xiàn)技術DS-UWBFCC發(fā)布了民用超寬帶的輻射限制后，IR-UWB方案的改進版。MB-UWB非脈沖調制技術，使用正交頻分復用技術，即載波調制，信號帶寬大于500MHz。2.1IR-UWBIR-UWB〔ImpulseRadioUWB〕為UWB通信的傳統(tǒng)方式。脈沖調制方式〔IR-UWB的關鍵技術〕脈沖調制方式從攜帶的信息來看，可以分為數(shù)據(jù)信息調制和多址調制。根本的數(shù)據(jù)信息調制方式：脈沖幅度調制〔PAM,PulseAmplitudeModulation〕開關鍵控〔OOK，OnOffKeying〕二進制相位調制〔BiphaseModelation〕脈沖位置調制〔PPM，PulsePositionModulation〕數(shù)字脈沖間隔調制〔DPIM，DigtalPulseIntervalModulation〕脈沖波形調制〔PSM，PulseShapeModulation〕多維雙正交鍵控〔M-BOK，MultipleBi-Orthogonalkeying〕脈沖幅度調制〔PAM〕信息調制在脈沖幅度上。當調制信息為，，調制信號為：其中，是根本的脈沖信號；是脈沖周期。假如發(fā)送序列是獨立同分布的隨機變量，則可以推導得到PAM的功率密度函數(shù)如下：其中和分別是調制信號的均值和方差，是基本脈沖信號的功率譜密度。當采用二進制PAM（設調制信息為：）時，在AWGN信道下的二進制PAM相干接收的誤碼率性能為：開關鍵控〔OOK〕當調制數(shù)據(jù)是“1〞的時候，發(fā)送脈沖信號；當調制信號為“0〞的時候，不發(fā)送脈沖。OOK調制可以看作是PAM的一個特例BPSKUWB中的BPSK也叫二進制相位調制〔Bi-PhaseModulation〕，或者二進制極性調制〔Bi-PoleModulation〕，類似于傳統(tǒng)窄帶通信中的BPSK，故這樣命名。它也可以看作是脈沖幅度調制〔PAM〕的一個特例。當調制信息等概出現(xiàn)，并且調制信號幅度為“A”時，沒有離散譜線比OOK有3dB的優(yōu)勢脈沖位置調制〔PPM〕典型的2-PPM：當調制數(shù)據(jù)為“0〞的時候，脈沖位置不變，脈沖間隔仍然是脈沖周期；當調制數(shù)據(jù)為“1〞的時候，出現(xiàn)一個偏移。既有連續(xù)譜線，又有離散譜線PPM調制的優(yōu)點：信號的正交性容易得到保證，很適合于多址和多進制調制。PPM調制的缺點：符號間干擾（ISI）比較嚴重系統(tǒng)在AWGN信道下的誤碼率性能不是最好的PPM的實現(xiàn)比較復雜脈沖間隔調制〔DPIM〕脈沖間隔調制〔DPIM〕和PPM類似，都是通過改變脈沖在時間上的位置來傳輸信息的。但是DPIM和PPM又是不同的，PPM改變的是脈沖在一個周期里的絕對位置來調制信息的，而DPIM是通過改變相鄰脈沖之間的間隔來調制信息的，也即脈沖周期在DPIM中是變化的。N-PPM將脈沖重復周期N等分為N個時隙，在每個脈沖重復周期內發(fā)一個脈沖，由待傳信息am決定該脈沖在脈沖重復周期的哪個時隙上發(fā)送，am=3，那么該脈沖在脈沖重復周期的第3個時隙上發(fā)送?！瞐m∈{0,1,…N-1}〕在N-DPIM中，第m個脈沖與前一脈沖的間隔為am+1，am為待傳信息。相對于PPM，DPIM的傳輸速率更高。脈沖波形調制〔PSM,PulseShapeModulation〕脈沖形狀也可以用于超寬帶調制，一般使用正交的不同脈沖來實現(xiàn)調制。PSM的誤碼率低于BPSK，脈沖形狀的改變對PSM的影響很大，實際應用中要求發(fā)射和接受電路的線性要好，實現(xiàn)起來有一定的難度。M進制雙正交鍵控〔M-BOK，MultipleBi-OrthogonalKeying〕使用多個脈沖組成的正交脈沖串來傳輸信息，和PSM類似，這也是一種正交調制方式，但不同的是它使用正交脈沖串來調制數(shù)據(jù)，類似于傳統(tǒng)的時頻調制。、分別為正交脈沖串Inputdata:L=4CodesL=2Codes000110111,0,0,00,0,1,0-1,0,0,00,0,-1,01,00,1-1,00,-14-BOK：不同組的正交脈沖串可以對應不同的用戶(多址)發(fā)射參考調制每次發(fā)兩個脈沖，一個參考脈沖，一個信號脈沖，根據(jù)信號脈沖相對參考脈沖的差異確定信號是0還是1。發(fā)射參考調制的優(yōu)點是能夠使接收機省去信道估計，其誤碼率理論上可以和BPM的一樣低，但在多徑環(huán)境下，參考脈沖和數(shù)據(jù)脈沖同時受到干擾，會使判決準確率嚴重降低數(shù)據(jù)調制技術討論現(xiàn)有的脈沖調制技術不止這些。可以組合和創(chuàng)新。調制技術的好壞主要考察調制效率，符號攜帶的數(shù)據(jù)比特。M進制調制中，M越大，那么調制效率越高。誤碼率。目前BPSK〔或稱BPM、2-PAM〕的誤碼率最低實現(xiàn)難易程度。BPSK是目前的首選。對于超寬帶還要考察調制信號的功率譜密度是否容易滿足FCC的輻射限制。所使用的調制技術應盡量消除離散譜。數(shù)據(jù)調制通常與擴頻調制相結合進行，所以兩者通常一起研究設計。多址調制IR-UWB的多址方式是和擴頻技術相結合，多制技術就是擴頻技術。IR-UWB現(xiàn)有的擴頻方式跳時擴頻〔TH，TimeHopping〕直接序列擴頻〔DS，DirectSequenceSpread〕補充：擴頻技術擴頻通信技術：有三種方法可以實現(xiàn)擴頻通信，分別是跳頻擴頻FHSS〔frequencyhoppingspreadspectrum)、直接序列擴頻DSSS(DirectiveSequence)、跳時擴頻TH-SS(TimingHopping)。信道編碼擴頻調制PN序列傳輸數(shù)據(jù)擴頻數(shù)字通信模型擴頻調制如果是載波調制，分為相移鍵控PSK和頻移鍵控FSK。相移鍵控對應的擴頻即是直接序列擴頻；頻移鍵控對應的即是跳頻擴頻。擴頻調制如果是脈沖調制，采用脈位調制PPM的即是跳時擴頻，采用二相調制BPM的即是直接序列擴頻。BPSK直接序列擴頻系統(tǒng)：信道編碼PN碼載波數(shù)據(jù)輸出采用模2加法信道編碼PN碼載波數(shù)據(jù)輸出采用乘法信息比特101擴頻碼010傳送比特（模2加）101010101如果采用脈沖調制，就是一連串的脈沖發(fā)送出去，正極性脈沖代表0，負極性脈沖代表1。假設采用3比特的碼片，在擴頻通信中，每個信息比特與碼片模2加〔或相乘〕，然后傳送出去。采用碼片010傳送信息比特101，三個信息比特就變成了9個連續(xù)比特，如下表所示。補充內容關于跳頻擴頻將可用的信道帶寬分為大量鄰接的頻槽。在每個傳號時間內發(fā)送信號占一個或幾個頻槽。頻槽〔載波頻率〕的選擇由擴頻序列決定。調制可以采用二進制或M進制頻移鍵控。只有匹配的接收機知道擴頻序列，能夠正確接收信號。跳頻根據(jù)時間長短可以分為快跳和慢跳。當跳頻速率大于消息速率時稱為快跳；反之，稱為慢跳。頻率時間1T2T3T4T5T6T頻槽編碼FSKPN碼頻率合成信道數(shù)據(jù)時同步編碼FSKPN碼頻率合成輸出信道補充內容關于跳時擴頻使當前發(fā)送的脈沖位置根據(jù)碼序列的變化而變化數(shù)據(jù)調制可以是PPM或PAM關于擴頻碼擴頻碼有多種。擴頻碼要求隨機性好〔互相關性低〕、易于實現(xiàn)擴頻碼越長，系統(tǒng)的保密性越好，系統(tǒng)發(fā)射信號的功率譜越像白噪聲，但系統(tǒng)的有效傳輸速率隨之降低。DS-UWB方案中采用變長度的擴頻碼?！惭芯奎c：變長度擴頻碼如何實現(xiàn)〕IR-UWB系統(tǒng)結構IR-UWB中典型的TH-SSPPM超寬帶系統(tǒng)的發(fā)射局部原理如下圖去掉重復編碼器為重復碼的分組編碼器，使得每位比特信息最后被重復調制發(fā)射了NS次，這樣接收機容易檢測，最終使設備可以有效降低脈沖的發(fā)射功率，降低對其它通信系統(tǒng)的干擾。PPM調制的頻譜包括連續(xù)譜和離散譜，連續(xù)譜由脈沖波形的頻譜決定，離散譜是由脈沖周期出現(xiàn)引起，離散譜線位于基波及其諧波處。離散譜線疊加到連續(xù)譜上，會使UWB信號的功率譜密度很難滿足FCC規(guī)定的民用UWB的輻射限制。跳時擴頻模塊使用的擴頻碼是偽隨機碼，使脈沖出現(xiàn)時刻隨機化。不過，擴頻碼是周期使用的，不會完全隨機化，但它將離散譜的能量分散到擴頻周期的每個脈沖上，可以有效降低離散譜線。所以，使用偽隨機碼的跳時擴頻平滑了UWB脈沖信號的頻譜。使用偽隨機碼的跳頻擴頻還提供多址接入能力和提供一定的保密性。跳時擴頻模塊：重復編碼器：去掉脈沖形成器最后一個模塊是脈沖形成過濾器，其沖激響應為，即使設備發(fā)射的脈沖波形為。脈沖形狀由該模塊決定。去掉IR-UWB系統(tǒng)實現(xiàn)框圖擴頻碼脈沖形成器延遲器調制延時擴頻碼信源相關器脈沖形成器延遲器時基基帶信號處理信宿時基TH-SSPPM系統(tǒng)框圖擴頻碼脈沖形成器擴頻碼信源相關器脈沖形成器時基基帶信號處理信宿時基DS-SSBPM系統(tǒng)框圖相關解調最佳接收機由相關器和檢測器組成，相關器負責將接收信號與M個可能發(fā)射波形進行互相關，變?yōu)橐唤M判決變量，檢測器則根據(jù)判決的值估計發(fā)送的是哪個信號波形。變量Z0選擇最大值估計符號ZM-1相關解調方便用數(shù)字的方式實現(xiàn)。當系統(tǒng)采用了重復編碼時，每個比特具有多個脈沖，接收機將個脈沖形成的信號看作一個單獨的多脈沖信號，相應的相關掩模是脈沖串，而不是單個脈沖。計算可得，在相同信道條件下，重復編碼時判決誤碼率是非重復編碼時的計算過程參考?超寬帶無線電根底?。極窄脈沖發(fā)生器〔不考慮脈沖形狀〕脈沖發(fā)生器在超寬帶無線通信系統(tǒng)中占據(jù)著極其重要的地位，是UWB系統(tǒng)中獨特的關鍵部件之一可以產生納秒、皮秒級窄脈沖的高速器件有隧道二極管、階躍恢復二極管、雪崩晶體管等器件。其中隧道二極管和階躍恢復二極管所產生的脈沖，上升時間可以到達幾十到幾百皮秒，但其幅度較小，一般為幾百毫伏的量級。而雪崩晶體管產生的脈沖，上升時間可以達1~2皮秒，輸出脈沖幅度可以到達幾十伏?，F(xiàn)在有提出用FPGA產生一脈沖再與一延時脈沖相“與〞來獲得極窄脈沖，可行性？IR-UWB的特點寬帶高速、低本錢、低功耗?？苟鄰礁蓴_能力強。因為發(fā)射的是極窄脈沖，從不同路徑到達目的地時，脈沖重合的幾率極小。IR-UWB信號有穿透性。IR-UWB信號頻譜寬，含有低頻成分，低頻成分具有穿透性。其它UWB系統(tǒng)不具有這一特性IR-UWB信號定位精度高。信號脈沖寬度越窄，定位精度越高IR-UWB的缺點是在高速通信時不能滿足FCC的功率輻射限制。任何一個窄脈沖，只要在頻域未進行頻移，一定含有大量的低頻分量，難以滿足FCC針對高速通信的輻射限制。〔這一點后面詳細討論〕2.2DS-CDMA/DS-UWBDS-CDMA方案DS-CDMA(直接序列碼分多址)方式由沖激無線電方案中的直接序列擴頻的脈沖相位調制方式開展而來，使用了載波調制。頻帶的使用：為了滿足FCC的頻譜屏蔽規(guī)定，將7.5GHz的頻譜分成了兩個頻帶，3.1GHz-5.15GHz(低頻段)和5.825GHz-l0.6GHz(高頻段),一個頻帶在802.11a頻帶的上面，一個在802.11a頻帶下面。UWB信號可以在這兩個頻段之一傳輸，或在這兩個頻段同時傳輸.兩個頻段之間的局部沒有利用，是為了防止與美國非特許的國家信息根底設施(UNⅡ)頻段和IEEE802.11a系統(tǒng)的干擾。與一般的DS-CDMA擴頻通信系統(tǒng)相比，DS-CDMAUWB通信系統(tǒng)占用頻段較寬DS-CDMAOriginaldesignfrom:CommunicationsResearchLab(CRL)ParthusCevaXtremeSpectrumBasebandpulseshapingEachsymbolisaseriesofwaveletpulsesDS-CDMASpectraDS-CDMABasebandmodulationMBOK=M-aryBinaryOrthogonalKeying〔M—雙正交鍵控〕1,2,3bits/symbolusing2,4,8BOK6bits/symbolusing64-BOKCDMAvialowcrosscorrelationternarycodes〔三進制代碼〕Dataratesderivedbydifferentlengthspreadingcodes:1–24pulsesDS-CDMALowBandModes星座,構象900相位差DS-CDMAHighBandModes在DS-CDMAUWB系統(tǒng)的接收機中，一般采用Rake接收和判決反響均衡〔DFE〕等技術以提高系統(tǒng)性能。DS-CDMA方案中，可以通過使用不同的偽隨機〔PN〕碼集合劃分不同的微微網(wǎng)〔Piconet〕。通過使用4組碼集合和高、低兩個頻段，可以同時支持8個微微網(wǎng)。2DS-UWB方案不久，Motorola和CRL對DS-CDMA做了重新設計，改進了的DS-CDMA稱為DS-UWB〔直接序列超寬帶〕。在DS-UWB系統(tǒng)中MBOK調制被去掉，系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率將根據(jù)通信距離進行調整，而通信距離根據(jù)信號強度測量得到。另外，加進來一個公共的信令方式以容許設備可以在DS-UWB的物理層和MB-UWB的物理層之間交流。詳細內容見DS-UWB.pptDS-UWBOperatingBandsEachpiconetoperatesinoneoftwobandsLowband(belowU-NII,3.1to4.9GHz)–RequiredtoimplementHighband(optional,aboveU-NII,6.2to9.7GHz)–OptionalEachbandsupportsupto6differentpiconets34567891011LowBand34567891011HighBandGHzGHzDS-UWBbasebandpulseshapingandmodulationThebasebandreferencepulseisarootraisedcosinelowpassfilterwith30%excessbandwidth.BiPhasepulsemodulationEachsymbolisaseriesofpulsesDataratesderivedbydifferentlengthspreadingcodes:1–24pulsesDS-UWBdataratevsrangeDS-UWBSpectralMask〔屏蔽〕DS-UWB系統(tǒng)框圖擾頻器差錯控制編碼擴頻脈沖成形fc調制映射數(shù)據(jù)與傳統(tǒng)DSSS系統(tǒng)的不同處差錯控制編碼——首先會被卷積編碼，由于卷積編碼對突發(fā)性干擾敏感，第二步即進行交織，第三步是打孔（Puncturing），去掉某些比特后再輸出出去，接收端解碼時會插入這些比特，這樣可以增加編碼效率。擾頻——使其在每個時段都有足夠多的“1”，以便接收端能夠完成載波/時鐘恢復擾碼器的作用是在發(fā)送數(shù)據(jù)中參加一個偽隨機序列，破壞傳送數(shù)據(jù)中可能出現(xiàn)的全1、全0或某種信號周期重復的規(guī)律性，可以減少相鄰信號的串擾和定時信號的誤判。不同的用戶，偽隨機序列不同，用以區(qū)分用戶。調制映射模塊實現(xiàn)信息的調制。如果是BPSK調制，該模塊將輸入屬于{0,1}的數(shù)據(jù)映射成屬于{-1,1}的數(shù)據(jù)輸出；如果是4-BOK調制，該模塊將每二位數(shù)據(jù)形成一組，然后映射成兩種編碼和兩種極性，比方將{00011110}映射成{1,00,1-1,00,-1}，這樣從調制模塊輸出的是雙極性數(shù)據(jù)。擴頻模塊將調制映射模塊輸出的雙極性數(shù)據(jù)與偽隨機擴頻碼進行模二加或相乘，輸出的仍然是雙極性數(shù)據(jù)。這里的擴頻碼是變長度的，根據(jù)通信距離自動改變[脈沖成形模塊是脈沖成形濾波器，其沖激響應為升余弦脈沖的開方。該模塊的輸入應該是雙極性的單位沖激脈沖，輸出就是雙極性的根號升余弦脈沖DS-UWB與其它直擴系統(tǒng)的比較DS-UWB與DS-SSBPM系統(tǒng)相比，不同點是增加了頻移。而與傳統(tǒng)的直接序列擴頻通信系統(tǒng)相比，不同點是輸出的脈沖不同。傳統(tǒng)的直接序列擴頻通信DS-SS的脈沖寬度就等于脈沖間隔，而DS-UWB的脈沖寬度遠遠小于脈沖間隔，所以可以獲得超寬的頻帶。DS-UWB雖然使用了載波進行頻移，仍然看成是脈沖方式的超寬帶系統(tǒng)，因為它是通過窄脈沖來獲得超寬的頻帶。DS-SSBPM系統(tǒng)發(fā)射的信號上圖中的信號經過頻移6.85GHz后得到的DS-UWB信號tt00DS-UWB特點DS-UWB仍然可以看作是脈沖方式的超寬帶，具有脈沖方式超寬帶的低功耗、實現(xiàn)簡單〔相對MB-UWB而言〕、傳輸速度高、抗多徑干擾能力強等一系列優(yōu)點。由于DS-UWB系統(tǒng)發(fā)射的脈沖信號是經過頻移了的，不存在低頻分量，容易滿足FCC的頻譜限制，與其它無線通信系統(tǒng)共存性較好。DS-UWB方案為了防止與802.11a等窄帶通信系統(tǒng)產生相互干擾，特別取3.1GHz～10.6GHz頻譜范圍的〔低頻段〕和〔高頻段〕作為工作頻段，避開了802.11a的工作頻帶，進一步提高了與其它無線通信系統(tǒng)共存性。綜合上述分析，可以得到這樣的結論，DS-UWB保存了IR-UWB的優(yōu)點，克服了IR-UWB難以滿足FCC功率輻射限制的缺點，能夠很好地與現(xiàn)有的通信系統(tǒng)共存。DS-UWB的研究點重點為“脈沖成形〞，即脈沖波形的設計及對應脈沖波形的產生。調制技術，如何保證高速，如M-BOK和變長度的擴頻碼。同步技術。2.3MB-UWBMB-UWB是使用正交頻分復用OFDM技術形成528MHz帶寬的信號，滿足FCC的絕對帶寬大于500MHz的條件，也屬于超寬帶技術，但完全不同于前述的IR-UWB、DS-UWB。OFDM技術OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)正交頻分復用，是多載波調制技術應用于無線傳播環(huán)境中的典型代表。其根本思想是將信號流劃分成多路子數(shù)據(jù)流，再去并行調制多路載波。其子載波的頻譜雖然重疊但保持了良好的正交性，故稱其為正交頻分復用。它是頻譜利用率最高的一種頻分復用方式。OFDM技術由于其抗時延彌散和抗多徑衰落的技術優(yōu)勢和簡單結構的易實現(xiàn)性而成為新一代無線接入方式中的佼佼者。一、OFDM技術的演進〔FDM〕技術頻分復用〔FDM〕技術是將多個低速率的信號分別調制在不同的載波頻率上進行傳輸，在接收端再使用一組帶通濾波器來別離出各個信號。為了在接收端能夠比較容易地將不同載波上的信號區(qū)分開來，各個載波頻率之間必須有足夠的間隔，來保證信號頻譜不會相互交疊。這種技術簡單、直接，但不同載波之間要留有頻帶間隔，所以頻譜利用率很低。頻分復用多載波調制正交頻分復用多載波調制技術多載波〔Multi－CarrierModulation，MCM〕調制技術是使用不同頻率的載波來傳送單個高速率的信號的不同比特，而不是分別傳輸不同的信號。也就是說，將信號并行傳輸。MCM技術的根本思想是把數(shù)據(jù)流串并變換為N路速率較低的子數(shù)據(jù)流，用它們分別去調制N路子載波后并行傳輸。因為子數(shù)據(jù)流的速率是原來的1/N,即符號周期擴大為原來的N倍，遠大于信道的最大延遲擴展Smax，這樣MCM就把一個寬帶頻率選擇性信道劃分成了N個窄帶平坦衰落信道，使均衡變得簡單，且具有很強的抗無線信道多徑衰落和抗脈沖干擾的能力，特別適合于高速無線數(shù)據(jù)傳輸。但同F(xiàn)DM類似的是，傳統(tǒng)的多載波通信系統(tǒng)中，整個系統(tǒng)頻帶被劃分為假設干個互相別離的子信道。各載波之間有一定的保護間隔，接收端通過濾波器把各個子信道別離之后接收所需信息。這樣雖然可以防止不同信道間的相互干擾，但頻帶利用率依然很低。而且當子信道數(shù)量很大的時候，設置大量用于別離各子信道信號的濾波器幾乎是不可能實現(xiàn)的。正交頻分復用技術OFDM是多載波調制技術的一種。它的子載波在時域相互正交，在頻域相互混疊，因此它除了具有上述MCM的優(yōu)勢外，還具有更高的頻譜利用率。OFDM系統(tǒng)將要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)通過串并變換分配到假設干正交的子載波上，每個子載波在一個符號時間內有整數(shù)個載波周期，且每個子載波的頻譜零點都和相鄰載波的零點重疊，子載波間的相互干擾很小〔見后圖〕，而且信道衰落引起的突發(fā)誤碼被分散到不相關的子信道上，成為隨機性誤碼，有效地降低了碼間干擾帶來的影響。對每個子載波完成調制以后，為了增加數(shù)據(jù)的吞吐量、提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俣?，OFDM系統(tǒng)采用了HomePlug處理技術，對所有將要發(fā)送的信號載波合并，把各單個信號合并成一個獨立的傳輸信號進行發(fā)送。解調輸出d(1)d(0)︰︰D(t)d(N-1)ejω1tejω0tejω(N-1)t︰︰d(1)d(0)S∕P+高速串行數(shù)據(jù)信道e-jω0te-jω1te-jω(N-1)td(N-1)P∕SOFDM的原理框圖二、OFDM原理分析在發(fā)送端，高速串行碼元序列先進行串并變換，然后N路子碼元d(0)，d(1)，...，d(N-1)，分別被調制在正交的N個頻率分別為f(0)，f(1)，...，f(N-1)的子載波上〔圖中ωk=2πfkt〕，最后將N路調制信號相加發(fā)送出去。在接收端，首先對接收信號進行采樣，然后用N個相同的子載波進行N路解調，再將這N路解調信號經過并串變換輸出，恢復出發(fā)送的原始信號。N個正交子載波頻率f(k)=f(0)+k/Tb，k=0,1,...,N-1,其中f(0)為實際發(fā)射載波頻率，Tb為符號周期，而1/Tb為子載波間隔?！?/Tb是兩個載波正交的最小間隔〕假設載波的單元信號為：

那么有：

可以看出子載波是相互正交的。調制后的合成傳輸信號D(t)為：設f(0)=0，對信號進行抽樣t=kTb代入上式有：因為信號進行N路的串并變換之后，單個子載波信號的符號周期為NTb，子載波間隔為1/(NTb)，f(n)=f(0)+n/NTb可以看到D(k)是d(n)的IDFT(傅立葉逆變換)，接收端在理想情況下d(n)是D(k)的DFT(傅立葉變換)。按照OFDM技術的調制原理，要用N個正交的子載波分別調制N路子信道碼元序列，但實際應用中要獨立產生N個正交的子載波是相當有難度的，也正因為如此OFDM技術在出現(xiàn)早期并沒有受到人們的重視。但根據(jù)以上分析可以得出結論，采用DFT算法可以代替多載波的調制和解調。而且使用DFT算法實現(xiàn)OFDM時N個子載波自然正交，防止了采用本振產生各子載波調制和解調時的子載波頻偏。當子載波數(shù)目比較多的時候，采用DFT算法也不會增加系統(tǒng)的復雜度。另外采用DFT算法實現(xiàn)OFDM還有一個顯著的優(yōu)點，就是DFT算法可以用FFT實現(xiàn)，有效地提高了OFDM調制解調的速度。而且隨著數(shù)字信號處理技術不斷開展，F(xiàn)FT的硬件實現(xiàn)越來越容易，這使得OFDM調制解調的實現(xiàn)變得更簡單，也更實用。所以盡管還是頻分復用，但比起過去的FDM已經有了相當大的技術突破，不再是通過很多帶通濾波器來實現(xiàn)，而是直接在基帶處理。這也是OFDM有別于其他系統(tǒng)的優(yōu)點之一。三、OFDM技術性能由于信號獨特的產生機制，OFDM技術有著許多單載波和傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)沒有的優(yōu)點?？垢蓴_能力強

OFDM技術可以有效地消除符號間干擾。當用于無線通信時，它可以有效地克服由多徑效應導致的信道時延擴展對數(shù)據(jù)的影響，因而其特別適用于高速無線通信。OFDM技術采用多個并行子載波傳輸數(shù)據(jù)，利用了信道的頻率分集特性。因此，OFDM系統(tǒng)通過子載波間的信道編碼可以有效地克服頻率選擇性衰落或單頻干擾對系統(tǒng)的影響。頻帶利用率高在OFDM系統(tǒng)中，各個子載波的頻譜是重疊的，其頻譜是sinc函數(shù)，在頻域上可以很好的保證不同的子載波信號的正交性〔如圖2-10所示〕，而沒有信道間干擾(ICI)的發(fā)生，同時提高了系統(tǒng)的頻帶利用率?？梢造`活地使用頻帶資源OFDM系統(tǒng)可以在各個子載波間進行靈活的傳輸速率和功率分配，從而可以更好的利用信道資源。OFDM系統(tǒng)結構簡單，容易實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的調制解調可以通過IFFT和FFT來實現(xiàn)，而且具有優(yōu)良的抗多徑干擾性能和直觀的信道估計方法，所以不需要像單載波系統(tǒng)一樣設計復雜的均衡器，大大簡化了系統(tǒng)。但OFDM系統(tǒng)同樣存在自身難以解決的缺點：信號呈現(xiàn)很大的峰均功率比〔PAPR〕，比單載波系統(tǒng)需要更寬的線性范圍。由于采用DFT算法實現(xiàn)調制和解調，所以對載波頻率偏移、相位噪聲和非線性放大十分敏感。假設要防止信號失真和頻譜擴展，就需要動態(tài)范圍很大的線性放大器。如何降低信號的峰均功率比是OFDM技術中的一個難點。OFDM的子載波必須滿足正交性，如果正交性惡化，那么整個系統(tǒng)的性能會嚴重下降，就會產生OFDM特有的子載波間串擾。在實際工作中由于無線衰落信道的時變性，往往會造成頻率彌散，引起多普勒頻移效應，從而影響載波頻率正交性。如何實現(xiàn)子載波的精確同步是OFDM技術中的另一個難點。四、OFDM的實現(xiàn)輸入串/并變換星座映射IFFTD/ALPF上變頻輸出OFDM信號產生原理圖說明：OFDM一種正交頻分復用技術，只有結合了調制技術才能將信號發(fā)射出去。因為IFFT是數(shù)字處理技術，調制采用星座映射實現(xiàn)。OFDM每個子載波所使用的調制方法可以不同。輸出并/串變換解星座映射FFTA/DLPF下變頻輸入OFDM信號接收原理圖由于OFDM調制可以用IFFT實現(xiàn)，OFDM解調可以用FFT實現(xiàn)，只要能實現(xiàn)IFFT/FFT算法都能實現(xiàn)OFDM。OFDM的實現(xiàn)主要有以下三種方法：實現(xiàn)IFFT/FFT的專用處理器FPGA〔現(xiàn)場可編程門陣列〕實現(xiàn)DSP實現(xiàn)Theradix-24structureofFFTprocessorDFT:Radix-2structureRadix-24structureCSDmultiplierCSDmultiplierModifiedBoothmultiplierCharacteristicsofMultipliersMultiplierisoneofthemostdominantelementsinFFT/IFFTimplementationStandard2’sComplementMultiplier(W-bit)x(W-bit)=(2W-1)-bitManyDSPapplicationsneedonlyW-bitproductsFixed-WidthMultiplierQuantizationtoW-bitbyeliminating(W-1)LeastSignificantBitsCanreduceareabyapproximately50%butTruncationErrorisintroducedProperErrorCompensationBiasneededCanonicSignedDigitMultiplierConstantcoefficient33%fewernonzerodigitsthan2’scomplementnumbersModifiedBoothMultiplierVariablecoefficientThenumberofpartialproductshasbeenreducedtoW/2Thesemultiplierscanachieveabout40%reductioninareaandpowerconsumptionThestructureof256-pointIFFTprocessor32-pointRadix-24FFTstructure8-levelparallelism并行度DIF(DecimationInFrequency),SDF(SingleDelayFeedback)FixedCSD&ModifiedBoothmultipliersusedThestructureof256-pointIFFTprocessorButterflyunit:48-jmultiplier:22CSDmultiplier:16ModifiedBoothMultiplier:8基2結構構建的Thestructureof256-pointIFFTprocessorCSDmultiplierModifiedBoothmultiplierCSDmultiplier基24

結構構建的Thestructureof128-pointFFTprocessor32-pointRadix-24FFTstructure4-levelparallelismDIF(DecimationInFrequency),SDF(SingleDelayFeedback)FixedCSD&ModifiedBoothmultipliersusedThestructureof128-pointFFTprocessorCSDmultiplierModifiedBoothmultiplierCSDmultiplierButterflyunit:24-jmultiplier:11CSDmultiplier:8ModifiedBoothMultiplier:4說明OFDM通常都是與QPSK或QAM等正交調制技術結合使用。MB-OFDM方案一、頻帶規(guī)劃

Spectrumisdividedinto14bandsBandsarespacedat528MHzFivebandgroupsaredefined:Bandgroup#1ismandatory,remaining(#2–#5)areoptional.CanavoidBandgroup#2wheninterferencefromU-NIIispresent.二、調制與編碼采用MBOK〔M-aryBinaryOrthogonalKeying〕+QPSK調制，然后進行正交頻分復用OFDM調制到載波上。糾錯編碼采用OuterReed-Solomon碼，系統(tǒng)結構也接納PuncturedConvolutionalCodes、ConcatenatedConvolutional+Reed-Solomoncode、Turbocodes、低密度校驗碼LDPC這些糾錯碼。三、多址通信采用時頻碼〔time-frequencycode〕〔見表2-2[53]〕實現(xiàn)多址通信。為頻帶組1～頻帶組4分別定義了4個時頻碼，為頻帶組5定義了2個時頻碼，一個時頻碼對應一個邏輯信道，這樣MB-UWB有18個潛在的邏輯信道，支持18個微微網(wǎng)。頻帶組序號時頻碼長度時頻碼1,2,3,4161231232613213236112233461133225141212––241122––MB-UWB的時頻碼表例如，頻帶組1的邏輯信道1的工作頻段將按子帶1→子帶2→子帶3→子帶1→子帶2→子帶3循環(huán)跳變。每個邏輯信道的載波跳變順序不一樣。MB-UWB系統(tǒng)原理擾頻器差錯控制編碼交織IFFTQPSK映射DAC時頻作用函數(shù)打孔（卷積碼時）數(shù)據(jù)與傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)的不同點QPSK映射模塊將輸入的數(shù)據(jù)流按QPSK調制的星座圖進行映射，輸出的是復數(shù)信號，實現(xiàn)信息調制。IFFT是快速傅里葉逆變換單元，用來實現(xiàn)OFDM調制。IFFT模塊出來的信號仍然是數(shù)字基帶信號。DAC模塊轉換成模擬信號，然后上變頻發(fā)射出去。時頻作用函數(shù)根據(jù)時頻碼產生載頻。MB-UWB特性MB-UWB運用OFDM技術使信號帶寬大于500MHz，來實現(xiàn)寬帶高速通信，同時對民用超寬帶頻譜進行合理規(guī)劃，運用時頻碼實現(xiàn)多址通信，這種技術方案綜合起來有以下特點。MB-UWB有很高的頻譜靈活性不同國家所允許的民用UWB頻率范圍可能略為不同，MB-UWB可以靈活選擇使用頻率組，適應全球標準，同時為了防止對某一以有的通信系統(tǒng)造成干擾，可以不使用某個頻率組。MB-UWB具有高的頻譜利用率MB-UWB實現(xiàn)復雜度較高。OFDM技術較成熟，可以通過數(shù)字電路實現(xiàn)IFFT/FFT來實現(xiàn)OFDM的調制與解調，復雜度不高，但相對脈沖調制方式要高一些；MB-OFDM還需要能快速跳頻的本地振蕩器來實現(xiàn)多址通信，這種本地振蕩器實現(xiàn)起來有一定的難度。MB-UWB功耗較高。因為是連續(xù)的載波調制，不具有脈沖調制所具有的特別低的功耗。MB-UWB與其它通信系統(tǒng)的共存性較好。一方面，MB-UWB可以不使用已有的通信系統(tǒng)所使用的頻帶，相互不產生干擾；另外，在發(fā)射信號的功率譜密度方面，由于是載波調制，進行了頻移，不會存在IR-UWB系統(tǒng)有較大的低頻分量不能滿足FCC的輻射限制問題，但由于OFDM允許子載波的頻譜相互疊加，會出現(xiàn)較大的峰均功率比，也就是說，在某些頻率出的峰值功率相對很大，有可能出現(xiàn)發(fā)射的超寬帶信號在某些頻率處的功率譜密度不能滿足FCC的輻射限制。MB-UWB的研究點MB-UWB與一般的OFDM系統(tǒng)的區(qū)別在于帶寬較高〔＞500MHz〕，再就是受時頻碼控制的本地振蕩器。MB-UWB的研究點與OFDM技術的研究點差異不大。同步如何降低峰均功率比信道估計資源的自適應分配快速調頻的本地振蕩器三種UWB實現(xiàn)技術的比照根本指標本錢方面IR-UWB實現(xiàn)起來最簡單，因而本錢最低；DS-UWB與MB-UWB比較，前者需要Rake接收機，后者需要IFFT/FFT器件，DS-UWB本錢比MB-UWB低，但隨著專用的IFFT/FFT處理單元出現(xiàn)的大規(guī)模生產，兩者差異在縮小。功耗方面功耗取決于電路的復雜度和通信方式。電路越復雜，使用的門電路越多，器件上的總功耗越多；無線通信時，極窄脈沖調制比連續(xù)載波調制功耗低，因為只在發(fā)射脈沖時才消耗能量。從這兩個方面看，IR-UWB功耗最低。DS-UWB與MB-UWB比較，DS-UWB近似于脈沖無線電，實現(xiàn)電路也比MB-UWB簡單，所以DS-UWB功耗比MB-UWB低。傳輸速率和作用距離方面IR-UWB因為功率譜密度問題，難以應用于高速通信中，這里只比較DS-UWB和MB-UWB。DS-UWB有兩個工作頻段，低頻段為3.1GHz~4.9GHz，高頻段為6.2GHz~9.7GHz，這樣工作在這兩個頻段可分別獲得1.75GHz和3.5GHz的帶寬，而MB-UWB每個子帶的帶寬規(guī)定為528MHz，顯然，DS-UWB比MB-UWB有更大的帶寬空間，也就有獲得更大的傳輸速率的可能。DS-UWB使用變長度的擴頻碼，當傳輸距離較短時，就使用較短的擴頻碼，這樣來提高數(shù)據(jù)的傳輸速率。MB-UWB那么可以結合MIMO來進一步提高傳輸速率。二、對已有通信系統(tǒng)的干擾性比照主要通過分析系統(tǒng)發(fā)射信號的功率譜密度是否滿足FCC的輻射掩蔽來分析對已有通信系統(tǒng)的干擾性。周期性脈沖序列的功率譜密度函數(shù)可以由下式表示，它包含連續(xù)譜和離散譜兩局部。TH-SSPPM和DS-SSBPM〔或稱為DS-SS雙極性PAM調制的UWB〕是最常用的IR-UWB，TH-SSPPM采用偽隨機碼進行跳時擴頻，使發(fā)射信號功率譜密度中的離散分量降低，DS-SSBPM通過使發(fā)射脈沖的平均值趨于零來消除離散譜，這樣這兩種IR-UWB發(fā)射信號的功率譜密度可以用下式近似表示。1.IR-UWB信號的功率譜密度分析分別選取IR-UWB系統(tǒng)中常用的高斯脈沖和Scholtz脈沖〔即高斯脈沖的二階導數(shù)〕作為被調制脈沖信號。高斯脈沖的頻譜和高斯脈沖二階導數(shù)的頻譜通過它們的時域表達式計算得到，如以下圖所示。從頻譜圖中可以看到：高斯脈沖的峰值頻率為零，高斯脈沖二階導數(shù)的峰值頻率不為零〔具體值與脈沖成形因子有關〕。顯然，IR-UWB系統(tǒng)發(fā)射信號的功率譜主要由被調制脈沖的頻譜函數(shù)決定。高斯脈沖k階導數(shù)的頻譜下面是由近似式計算得到不同脈沖成形因子下IR-UWB發(fā)射信號的功率譜密度窄脈沖的頻譜中含有大量的低頻成分，雖然可以通過改變脈沖成形因子即脈沖寬度來改變頻譜寬度，改變脈沖幅度來改變頻譜高度，但低頻成分總存在。所以，IR-UWB難以滿足室內通信UWB設備、室外通信UWB設備、用于車載雷達的UWB設備的FCC的輻射限制。IR-UWB不適合應用于通信和測量應用領域，可以用于成像系統(tǒng)、探地雷達。結論：2.DS-UWB信號功率譜密度分析由于DS-UWB系統(tǒng)采用BPSK調制，當數(shù)據(jù)“0〞和“1〞的概率相同時，發(fā)送脈沖的均值為零，同樣可以由脈沖序列功率譜密度的近似式計算，再頻移得到。下面是載波頻率為6.85GHz，脈沖成形因子分別為1.3e-9、0.5e-9的高斯脈沖和高斯脈沖的二階導數(shù)對應的DS-UWB系統(tǒng)發(fā)射信號的功率譜密度：通過頻譜搬移，DS-UWB信號的頻譜很容易地位于FCC規(guī)定的區(qū)域，通過改變脈沖成形因子可以很容易地改變頻寬，從而使DS-UWB信號的頻譜限制在FCC規(guī)定的范圍。所以，只要設計參數(shù)恰當，DS-UWB系統(tǒng)發(fā)射的信號很容易滿足FCC規(guī)定的輻射限制。結論：3.MB-UWB信號的功率譜密度分析

首先推導MB-UWB信號的功率譜密度擾頻器差錯控制編碼交織IFFTQPSK映射DAC時頻作用函數(shù)打孔（卷積碼時）數(shù)據(jù)設圖中QPSK模塊輸出的復序列為C，系統(tǒng)有N路子載波，那么C中的第k個符號Ck會分成N路信號{C0,…Cj,…CN-1}并行調制到N路子載波上。因此，從IFFT模塊輸出的對CkOFDM調制后的復包絡可以表示為

如果每個符號的持續(xù)時間為T，那么實際從IFFT模塊輸出的對應的Ck復包絡表示為葉變換與在子載波處的單位沖激信號的卷積，以子帶的頻譜可表示為那么，一個OFDM符號的頻譜為函數(shù)，是矩形窗的傅里為中心的第m個假設每個符號中被調制在不同子載波上的復值則每個符號的OFDM信號的頻譜可以通過將各子載波的頻譜簡單疊加得到是統(tǒng)計獨立的，為了計算該OFDM信號的功率譜密度，引入一個服從[0,T]均勻分布的隨機相位Θ，使信號復序列C經過IFFT模塊調制輸出的連續(xù)信號應該表示為變?yōu)橛捎谙辔沪ㄊ请S機的，那么上式所描述的信號的功率譜密度中只有連續(xù)譜，沒有離散譜。OFDM信號的頻譜可表示為近似處理其中是信號的總功率。按照MB-UWB方案，子帶1的OFDM信號mb1由間隔4.125MHz的128個子載波構成，這些子載波均勻分布在中心頻率為3.432GHz的周圍。MB-UWB發(fā)射信號的頻譜由若干個形狀為的子頻譜疊加而成，顯然MB-UWB信號的頻譜的峰均功率比較大。用MATLAB仿真MB-UWB方案中頻率組1中子帶1的OFDM信號，計算這些信號的功率譜密度，觀察MB-UWB信號的功率譜密度能否滿足FCC的輻射掩蔽。在對數(shù)坐標下的PSDOFDM信號mb01的PSD〔換算成dBm/MHz〕觀察：存在帶外分量。通常，系統(tǒng)發(fā)射信號前要進行濾波，會將帶外頻譜分量濾除掉，所以認為mb01能夠滿足FCC的輻射掩蔽。干擾性分析結論IR-UWB信號含有大量輻射水平高的低頻成分，難以滿足FCC對通信和測量領域超寬帶設備的輻射限制，可能會對低頻段的GPS、藍牙等造成干擾；FCC對應用場合和對象嚴格受限的成像設備的輻射限制相對寬松一點，IR-UWB信號能夠滿足該輻射限制。DS-UWB采用了頻移措施，可以很容易的滿足FCC的各種應用領域的輻射限制，也就是說，對其它通信系統(tǒng)的干擾小。MB-UWB信號可以滿足FCC的頻譜掩蔽，但信號的峰均功率比較大，為了滿足FCC的頻譜掩蔽，可能需要適當降低發(fā)射功率，但發(fā)射功率降低會導致接收信號的信噪比降低，從而影響系統(tǒng)的誤碼率。第三章超寬帶脈沖波形民用超寬帶系統(tǒng)存在的條件是系統(tǒng)的功率譜密度滿足FCC的頻譜掩蔽，而脈沖方式的超寬帶系統(tǒng)的功率譜由連續(xù)譜和離散譜組成，連續(xù)譜由脈沖波形決定，離散譜那么通過調制方式消弱。所以設計滿足FCC輻射限制的脈沖波形是脈沖方式的超寬帶系統(tǒng)的重要工作。3.1超寬帶脈沖的設計原那么脈沖寬度納秒級，確保占用超寬的頻譜；為了保證脈沖能量的有效輻射，希望其直流分量為零。這一點不是絕對的，當脈沖直流分量不為零時，可以采用雙極性調制，使總的發(fā)射脈沖的直流分量為零。滿足FCC的頻譜掩蔽要求。對于發(fā)射脈沖信號的超寬帶系統(tǒng)，其發(fā)射信號的功率譜主要由發(fā)射的脈沖波形的功率譜決定，因此超寬帶系統(tǒng)的脈波形沖的頻譜應滿足FCC的功率譜密度輻射限制〔即頻譜掩蔽〕，防止對其他通信系統(tǒng)造成干擾。頻譜利用率高所設計的脈沖越能充分利用FCC給定的頻率范圍3.1GHz~10.6GHz，即占用的頻帶越寬，超寬的頻帶所帶來的優(yōu)點就越明顯。脈沖頻譜對FCC的頻譜掩蔽匹配得越好，那么系統(tǒng)的頻譜利用率越高，如以下圖示意。表示的頻譜不滿足FCC的頻譜掩蔽表示的頻譜滿足FCC的頻譜掩蔽，但頻譜利用率不高表示的頻譜滿足FCC的頻譜掩蔽，且頻譜利用率高便于實現(xiàn)有些脈沖性能非常好，理想化，但卻是物理上不可實現(xiàn)的。所設計的脈沖應該容易實現(xiàn)，且產生的信號穩(wěn)定、可控制。使整個系統(tǒng)的性能好主要是誤碼率和多址容量。脈沖的互相關函數(shù)和自相關函數(shù)會影響匹配檢測的準確率。3.2超寬帶脈沖的研究現(xiàn)狀脈沖產生器最容易產生的脈沖波形其實是一個鐘形，類似于高斯函數(shù)波形，因此早期的超寬帶系統(tǒng)采用的波形為高斯脈沖波形。2000年，Win和Scholtz在博士論文中采用了高斯函數(shù)的二階導數(shù)作為脈沖無線電系統(tǒng)的脈沖波形，以克服高斯脈沖含有較高的直流分量，輻射效率不高的特點，該脈沖被稱為Scholtz脈沖，其后被廣泛采用。2002年，Ghavami等人提出用Hermite多項式函數(shù)作超寬帶脈沖[23]，利用不同階的Hermite多項式的正交性，不同的用戶使用不同階的Hermite脈沖來實現(xiàn)多址通信，減小多用戶間的干擾。其后有多位研究者提出對Hermite脈沖進行改進[24,25]，使不同階的Hermite脈沖的持續(xù)時間和帶寬趨于一致。2002年，T.Ikegami和H.Tsukada提出用小波波形來合成超寬帶的傳輸波形的思想，用小波作用于超寬帶傳輸波形上，利用尺度因子限制傳輸信號的寬度，形成所需要的窄脈沖。2003年，Sheng等人提出了一種選擇高斯脈沖的最正確微分階數(shù)和最正確形成因子并使之逼近FCC輻射掩蔽的算法，通過分析不同階數(shù)的高斯導數(shù)對FCC的匹配程度，得出高斯函數(shù)的五階導數(shù)適合做室內通信的超寬帶脈沖，高斯函數(shù)的七階導數(shù)適合做室外通信的超寬帶脈沖。2003年，Parr等人提出了新的超寬帶設計思想，該設計思想從頻域出發(fā)，將FCC頻譜掩模等效為理想的帶通濾波器，能夠通過該濾波器后波形不失真的脈沖只能是扁長橢球波脈沖，扁長橢球波函數(shù)的閉合解難以求出，Parr通過特征值分解的數(shù)字濾波器方法求得了兩個脈沖，這兩個脈沖被稱為Parr脈沖，這兩個脈沖正交，沒有表達式。這種方法設計的脈沖能量大局部集中在3.1～10.6GHz范圍內，較好地符合FCC頻譜要求，而且這種方法具有靈活性，不同的頻譜限制那么對應不同的帶通濾波器。Parr開創(chuàng)了從頻域出發(fā)，根據(jù)頻譜掩模的約束要求，反過來在時域中求解脈沖波形的實際方法，以前的超寬帶脈沖設計都是從時域出發(fā)，根據(jù)FCC頻譜掩模的要求設計波形。2004年，文獻[29]提出了將高斯脈沖的不同導函數(shù)進行組合以得到最正確波形的方法。將多個高斯脈沖的導函數(shù)根據(jù)一定的準那么如隨機系數(shù)和最小均方誤差準那么選擇權重系數(shù)然后將其線性組合，使得到的組合函數(shù)最正確匹配FCC的頻譜掩蔽，并且每個導函數(shù)可選擇不同的成形因子，這種方法較為靈活，但是需要經過屢次迭代才能得到適當?shù)臋嘀叵禂?shù)。2004年，張洪剛等人提出用近似扁長橢球波函數(shù)作為DS-UWB的超寬帶脈沖[30]。這其實是利用了Parr的超寬帶脈沖設計思想，用近似的方法求得扁長橢球波函數(shù)，用該函數(shù)脈沖做超寬帶脈沖。2005年，趙君喜在文獻[31]中借鑒濾波器設計的思想，將理想頻譜用適當?shù)拇昂瘮?shù)進行平滑，即用歸一化窗函數(shù)在頻域對理想帶通頻譜進行卷積處理，給出頻域時域性態(tài)良好的UWB脈沖波形。歸納超寬帶脈沖波形的研究現(xiàn)狀設計超寬帶脈沖的根本原那么是使脈沖的功率譜密度滿足FCC的頻譜掩蔽，在基于FCC的頻譜掩蔽設計超寬帶脈沖時可以有兩種模式。一種是從時域到頻域的方向上設計超寬帶脈沖，即根據(jù)脈沖的時域表達式分析其頻譜是否滿足FCC的頻譜掩蔽，按FCC的頻譜掩蔽約束修訂脈沖參數(shù)；一種是從頻域到時域的方向上設計超寬帶脈沖，即根據(jù)FCC的頻譜掩蔽約束求得脈沖的時域表達式。從時域到頻域方面高斯脈沖及其導函數(shù)Hermite脈沖小波脈沖脈沖組合以最正確匹配FCC頻譜從頻域到時域方面Parr脈沖近似扁長橢球波脈沖3.3從時域到頻域的UWB脈沖波形研究對各種現(xiàn)有脈沖函數(shù)進行分析，分析他們的時域和頻域特性，判斷它們是否滿足FCC的頻譜掩蔽。高斯脈沖及其導數(shù)Hermite脈沖

小波脈沖分析頻譜匹配與脈沖優(yōu)化

高斯脈沖及其高階導數(shù)的分析最早被提出來用作超寬帶脈沖波形的是高斯脈沖及其各階導數(shù)函數(shù)脈沖，原因就是因為高斯函數(shù)的時域波形和頻譜形狀都是鐘形，符合超寬帶脈沖既是時限又是頻限的要求；同時高斯脈沖函數(shù)容易實現(xiàn)。本節(jié)分析高斯脈沖及其各階是否適宜做超寬帶脈沖，如何用這些函數(shù)設計超寬帶脈沖。高斯脈沖及其各階導數(shù)的分析高斯函數(shù)表達式為為了簡化表達式，令，則高斯函數(shù)表示為為高斯脈沖的成形因子高斯脈沖分析其傅里葉變換為高斯脈沖各階導數(shù)分析從時域波形來看，高斯脈沖導數(shù)的階數(shù)越高，脈沖的峰值越多。過多的峰值不利于信號的檢測和捕獲，因此從時域角度來說，導數(shù)的階次越小，脈沖波形越好。而且屢次微分，增加了實現(xiàn)的難度。高斯脈沖含較高的直流分量，不利于信號輻射；而高斯脈沖的k階導數(shù)的直流分量為零，信號能有效輻射。當導函數(shù)的階數(shù)升高，幅度譜的峰值頻率向頻率高端移動，也就是信號的頻譜向高頻移動。根據(jù)傅里葉變換性質：那么k階高斯脈沖的傅里葉變換為高斯脈沖及其導數(shù)對FCC頻譜掩蔽的適應性分析高斯脈沖1~15階導數(shù)的功率譜密度不同成形因子下高斯脈沖的功率譜密度高斯脈沖及其導數(shù)的分析所得到的結論通過對脈沖成形因子α的控制，可以得到納秒級的窄脈沖。調整α，可以得到所需要的頻譜寬度的脈沖。通過對求導階數(shù)k的控制，可以控制脈沖頻譜的峰值頻率，k越高，脈沖頻譜的峰值頻率越高。從頻域上來說，求導階數(shù)k越高，系統(tǒng)發(fā)射信號越容易滿足FCC的輻射限制；從時域上來說，求導階數(shù)k越高，脈沖時域波形的主峰不明顯，不易捕獲，會使系統(tǒng)的誤碼率升高；從實現(xiàn)上來說，求導階數(shù)k越高，電路越復雜，越不容易實現(xiàn)。求導階數(shù)k確實定需綜合考慮。高斯脈沖不適合用作IR-UWB系統(tǒng)的脈沖，可以用作基于頻移的脈沖方式的UWB系統(tǒng)的脈沖。高斯脈沖的k階導數(shù)可以用作IR-UWB系統(tǒng)的脈沖。已有的高斯脈沖種類

Gaussianmonocycle，類似于高斯脈沖的一階導數(shù)，其表達式為Scholtz’smonocycle，類似于高斯脈沖的二階導數(shù)，其表達式為高斯脈沖五階導數(shù)，為滿足FCC的頻譜要求而提出Rayleigh脈沖分析

Rayleigh函數(shù)的表達式為時域波形頻域波形Rayleigh脈沖的n階導數(shù)的幅度譜為隨著n的增加，幅度譜的峰值頻率隨之增加，所以Rayleigh脈沖的n階導數(shù)可以直接作為IR-UWB的發(fā)射脈沖，無須頻移。Rayleigh脈沖類似于高斯脈沖的一階導數(shù)，所以Rayleigh脈沖n階導數(shù)與高斯脈沖的k+1階導數(shù)作超寬帶脈沖本質上是一樣的。因此，Rayleigh脈沖對FCC的輻射限制的適應性類似于高斯脈沖的導數(shù)。根據(jù)FCC的頻譜掩蔽以及最大化利用頻譜的原則，可以選擇出合適的參數(shù)n與，得到最優(yōu)的Rayleigh脈沖n階導數(shù)作為IR-UWB的發(fā)射脈沖。小波脈沖分析

小波函數(shù)母小波函數(shù)滿足下式表示的全局積分為零的條件，即波的特性。由于小波具有有限的持續(xù)時間和零直流分量等特性，選擇適宜的尺度因子a，就可以得到持續(xù)時間為納秒級的窄脈沖，如果小波脈沖在頻域是帶限的，或者其頻譜滿足FCC的頻譜限制，那么該小波脈沖就應該可以進行設計，使其成為超寬帶脈沖。下面對常用的小波函數(shù)進行分析。Morlet小波

Morlet小波的表達式：不同尺度變換因子下的Morlet小波不同尺度變換因子下的Morlet小波的頻譜圖Morlet小波也可以看成是帶限信號，當尺度變換因子a增大時，信號帶寬減小，同時由于載波項的作用，信號的中心頻率隨尺度變換因子的增大而減小。不同尺度因子下Morlet小波的功率譜密度綜合Morlet小波的時域特性和頻域特性，Morlet小波適合作UWB脈沖。Morlet小波脈沖對FCC頻譜掩蔽的適應性分析Mexicanhat小波Mexicanhat小波的表達式為Mexicanhat小波的傅里葉變換為不同尺度因子下Mexicanhat小波的時域波形不同尺度因子下Mexicanhat小波的頻譜減小尺度變換因子，那么Mexicanhat小波脈沖的寬度減小，選擇適宜的尺度變換因子，可以得到納秒級的窄脈沖。Mexicanhat小波可以看成是帶限信號，當尺度變換因子增大時，小波脈沖的帶寬減小，同時信號的中