基于dsp的激光多通道測(cè)距系統(tǒng)

基于dsp的激光多通道測(cè)距系統(tǒng)

1系統(tǒng)測(cè)量精度和相位差測(cè)量速度的測(cè)量不相法激光測(cè)量作為一種高精度、非接觸的測(cè)量手段，在軍事和航空航天等需要高精度、非接觸測(cè)量的領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。相位法激光測(cè)距對(duì)相位差的測(cè)量只能介于0～2π之間,即整波數(shù)N是無(wú)法測(cè)得的。那么測(cè)尺頻率對(duì)應(yīng)的最大的可測(cè)距離被稱為不模糊距離。不模糊距離隨著測(cè)尺頻率的增加而減小,在測(cè)相精度一定的情況下,測(cè)距精度隨著測(cè)尺頻率的增加而增加。為了保證測(cè)量范圍的同時(shí)保證測(cè)量精度,系統(tǒng)中通常采用多個(gè)調(diào)制頻率,精尺保證測(cè)量精度,粗尺保證測(cè)量范圍,通過測(cè)尺的切換對(duì)同一距離進(jìn)行測(cè)量,將測(cè)量結(jié)果進(jìn)行數(shù)據(jù)融合得到最終的測(cè)距結(jié)果,系統(tǒng)的測(cè)量時(shí)間隨著測(cè)尺個(gè)數(shù)的增加而延長(zhǎng),不利于實(shí)時(shí)測(cè)量。在相位差測(cè)量中,通常采用自動(dòng)數(shù)字鑒相的方法獲得測(cè)量信號(hào)和參考信號(hào)之間的相位差。由于回光信號(hào)隨著被測(cè)距離的不同發(fā)生很大的變化,無(wú)法避免漂移誤差、時(shí)間抖動(dòng)和二次諧波對(duì)測(cè)量精度的影響。對(duì)于頻率為15MHz的測(cè)尺來(lái)說(shuō),由漂移引起的測(cè)相誤差達(dá)到0.72°時(shí)對(duì)應(yīng)的測(cè)距誤差為10mm。所以采用該方法時(shí),后續(xù)往往采用較復(fù)雜的自動(dòng)增益控制電路調(diào)節(jié)接收信號(hào)的幅值以減少漂移誤差,調(diào)節(jié)緩慢,不利于快速測(cè)量。目前多頻調(diào)制的相位法激光測(cè)距系統(tǒng)均為靜態(tài)測(cè)量系統(tǒng),不能獲得目標(biāo)的速度信息。目前,在越來(lái)越多的場(chǎng)合中,常常需要在大范圍內(nèi)(10～1000m)對(duì)移動(dòng)目標(biāo)做快速(時(shí)間小于1s)、高精度(毫米量級(jí))的測(cè)距,在獲得目標(biāo)距離信息的同時(shí)獲得目標(biāo)的速度信息。而傳統(tǒng)的激光測(cè)距儀顯然不能滿足需要。2系統(tǒng)的全球規(guī)劃和分析2.1高效低頻強(qiáng)度調(diào)制信號(hào)設(shè)計(jì)的多頻調(diào)制相位法激光測(cè)距測(cè)速構(gòu)架如圖1所示。數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)控制直接頻率合成器組DDS1,DDS2和DDS3分別產(chǎn)生頻率為f1,f2,f3的正弦調(diào)制信號(hào),三個(gè)不同頻率的調(diào)制信號(hào)與直流偏置信號(hào)合成,經(jīng)由驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)激光器,則激光器同時(shí)發(fā)射包含頻率f1,f2,f3的調(diào)制光。發(fā)射光經(jīng)靶鏡發(fā)射后,經(jīng)帶通濾波器選頻得到包含多普勒頻率的正弦信號(hào)fd1,fd2,fd3,與直接頻率合成器組LO-DDS1,LO-DDS2和LO-DDS3產(chǎn)生的本振信號(hào)f′1f′1,f′2,f′3混頻變?yōu)榈皖l信號(hào)。六路并行模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(AD)將不同調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)采集,送至DSP1,DSP2,DSP3,通過頻率分析提取正弦信號(hào)的參數(shù),以獲得目標(biāo)的距離信息和速度信息。2.2比較傳統(tǒng)相位法中激光測(cè)距的多頻制作用的比較2.2.1被測(cè)距離的確定若系統(tǒng)中包含N把測(cè)尺,調(diào)制頻率為fi,i=1,2,3,…,N。兩相鄰調(diào)制頻率記為fi,fi-1且fi>fi-1,fi-1對(duì)應(yīng)的最大不模糊距離為dfi-1,對(duì)應(yīng)的測(cè)距精度為δRfi-1,同樣的,fi對(duì)應(yīng)的最大不模糊距離為dfi,對(duì)應(yīng)的測(cè)距精度為δRfi,設(shè)被測(cè)距離R<dfi-1,即被測(cè)距離小于最大可測(cè)距離,不會(huì)產(chǎn)生測(cè)距模糊。使用低頻測(cè)尺fi-1測(cè)量被測(cè)距離R,則被測(cè)距離R在E[R/δRfi-1]?δRfi-1(記為Rfi-1)和E[R/δRfi-1]?δRfi-1+δRfi-1之間(E[·]表示對(duì)其中內(nèi)容取整)。記低頻測(cè)尺所得測(cè)量結(jié)果為Rfi-1:Rfi-1=E[R/δRfi-1]?δRfi-1,(1)使用高頻測(cè)尺fi測(cè)量被測(cè)距離R時(shí),則距離R上由dfi重復(fù)了E[R/dfi]次之后,剩余的距離用Rfi表示,則高頻測(cè)尺測(cè)量時(shí),所得測(cè)量結(jié)果為Rfi=E[R-E[Rdfi]?dfiδRfi]?δRfi,(2)將兩個(gè)頻尺所得結(jié)果融合,可得被測(cè)距離R為R=E[Rfi-1dfi]?dfi+Rfi,(3)式中E[Rfi-1dfi]?dfi為頻率fi在被測(cè)距離R往返時(shí)發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)相位差整數(shù)周期對(duì)應(yīng)的距離,Rfi為相位差不足2π的部分對(duì)應(yīng)的距離。由(3)式可知,被測(cè)距離R的范圍由fi-1決定而精度由fi決定,實(shí)現(xiàn)測(cè)距精度的逐級(jí)精化。若在頻尺更換過程中目標(biāo)發(fā)生移動(dòng),當(dāng)發(fā)射頻率為fi-1時(shí)被測(cè)距離為R,調(diào)制頻率變?yōu)閒i時(shí)被測(cè)距離為R′,根據(jù)上述分析有{Rfi-1=E[R/δRfi-1]?δRfi-1,Rfi=E[R′-E[R′dfi]?dfiδRfi]?δRfi,(4)則不同頻率所得的測(cè)距結(jié)果對(duì)應(yīng)于不同距離,無(wú)法由不同測(cè)尺測(cè)得的結(jié)果進(jìn)行數(shù)據(jù)融合得到被測(cè)距離R。而該系統(tǒng)中,多個(gè)調(diào)制頻率的測(cè)量信號(hào)同時(shí)發(fā)射,接收信號(hào)經(jīng)由并行DSP同時(shí)處理,同時(shí)發(fā)射的信號(hào)同時(shí)到達(dá)被測(cè)目標(biāo),整個(gè)過程不需要進(jìn)行測(cè)尺更換,解決了更換測(cè)尺過程中目標(biāo)運(yùn)動(dòng)引起的測(cè)量結(jié)果無(wú)法進(jìn)行數(shù)據(jù)融合的問題。2.2.2系統(tǒng)測(cè)量時(shí)間t的變化每個(gè)測(cè)尺測(cè)量同一距離所需時(shí)間為ti,則進(jìn)行一次測(cè)量所需時(shí)間為Τ=Ν∑i=1ti。在每把測(cè)尺測(cè)量時(shí)間相同均為ti的情況下,則系統(tǒng)完成一次所需的測(cè)量時(shí)間為T=Nti,而系統(tǒng)中,由于采取了并行發(fā)射并行接收,多把頻尺進(jìn)行測(cè)量所需時(shí)間T仍為ti,沒有因?yàn)闇y(cè)尺的增加而增加額外的測(cè)量時(shí)間,有利于進(jìn)行實(shí)時(shí)測(cè)量。2.2.3幅-蜜相誤差測(cè)相自動(dòng)數(shù)字鑒相具有測(cè)量分辨率高、線性好以及易數(shù)字化等特點(diǎn),所以目前相位法激光測(cè)距中較多的采用這一方法。但由于被測(cè)距離的遠(yuǎn)近不同,回波幅度差別很大,而采用自動(dòng)數(shù)字鑒相時(shí),因回波信號(hào)幅值不同會(huì)引起相應(yīng)的測(cè)相誤差,稱為幅-灃相誤差。另外,回光信號(hào)不可避免的攜帶隨機(jī)噪聲,隨機(jī)噪聲疊加于接收信號(hào)之上,影響閾值點(diǎn)的判斷而產(chǎn)生測(cè)相誤差,使得整個(gè)測(cè)距系統(tǒng)的抗干擾能力降低。而系統(tǒng)的接收系統(tǒng)采用并行AD轉(zhuǎn)換將多路測(cè)量信號(hào)送至并行DSP,結(jié)合頻譜分析的方法提取正弦信號(hào)的參數(shù)以獲得被測(cè)目標(biāo)距離和速度信息,避免了傳統(tǒng)自動(dòng)數(shù)字鑒相過程和采用計(jì)數(shù)型處理器測(cè)量多普勒頻率的過程,從根本上解決了測(cè)量過程中的漂移誤差、抗干擾能力低、所需后續(xù)控制系統(tǒng)復(fù)雜等問題,提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性和測(cè)量的準(zhǔn)確度。3測(cè)量信號(hào)的產(chǎn)生系統(tǒng)中激光發(fā)射信號(hào)為SfkΤ-mea(t)=AΤh+3∑k=1AΤ-mea-kcos(2πfkt+φk),(5)式中ATh是發(fā)射信號(hào)平均值,fk為發(fā)射頻率,φk是不同頻率對(duì)應(yīng)的信號(hào)初始相位。k=1,2,3且f3>f2>f1。經(jīng)內(nèi)光路取光,經(jīng)帶通濾波器選頻后,則參考信號(hào)為Sfkref-k(t)=Aref-kcos(2πfkt+φk),(6)假設(shè)R0為目標(biāo)初始時(shí)刻的距離,被測(cè)目標(biāo)徑向運(yùn)動(dòng)速度為vr,由此引起的多普勒頻移為fdk=2vrfk/c,(7)則返回光信號(hào)為SfkR-mea(t)=AR-mea-k×cos[2π(fk+fdk)t-2πfk?2r0/c+φk],(8)設(shè)LO-DDS1,LO-DDS2,LO-DDS3產(chǎn)生的三組本振信號(hào)為Sf′kLΟ(t)=ALΟ-kcos(2πf′k+φLΟ-k),(9)ALO-k和φLO-k分別為本振信號(hào)的幅值、頻率和相位,k=1,2,3且f′3>f′2>f′1。本振信號(hào)和參考信號(hào)混頻后,經(jīng)低通濾波濾除高頻分量后,可得參考信號(hào)Sref-k與測(cè)量信號(hào)Smea-k:{Sref-k(t)=acos(2πf0t+θ0),Smea-k(t)=bcos(2πf1t+φ0),(10)式中a=AΤ-ref-kALΟ-k/2?f0=fk-f′k?θ0=φk-φLΟ-k為信號(hào)Sref-k(t)的幅度、頻率和初相;b=AR-mea-kALΟ-k/2?f1=fk-f′k+fdk?φ0=φk-φLΟ-k-2πfk?2R0/c為信號(hào)Smea-k(t)的幅度、頻率和初相。(10)式中兩列信號(hào)的相位差中包含了被測(cè)距離信息,而兩列信號(hào)的頻率差中包含了被測(cè)目標(biāo)的速度信息。在此通過頻譜分析的方法精確提取兩列信號(hào)的頻率和相位,即可得到被測(cè)目標(biāo)的距離信息和速度信息。3.1全相位fft的基本原理相位差和頻率差的測(cè)量精度直接決定了距離和目標(biāo)運(yùn)動(dòng)速度的測(cè)量精度,如何實(shí)現(xiàn)相位差和頻率差的高精度、快速測(cè)量是激光測(cè)距關(guān)鍵問題之一。在使用FFT進(jìn)行頻譜分析時(shí),其主要特點(diǎn)是可避免諧波干擾,進(jìn)行信號(hào)相位測(cè)量時(shí),無(wú)“幅-灃相”誤差。但受“柵欄效應(yīng)”和頻譜泄露的影響而產(chǎn)生信號(hào)參數(shù)估計(jì)誤差,最大相位估計(jì)誤差可達(dá)90°,最大頻率估計(jì)誤差可達(dá)fs/2N,fs為采樣率,N為FFT變換點(diǎn)數(shù),必須對(duì)頻譜進(jìn)行校正以提高其檢測(cè)精度。為了減小FFT譜分析過程中頻譜泄露的影響,天津大學(xué)王兆華等于2004年提出新概念“全相位FFT譜分析”,指出了其具有良好的抑制頻譜泄露的性能,在此,利用全相位FFT譜分析的“相位不變性”進(jìn)行兩列信號(hào)的相位差測(cè)量。信號(hào)Sref-k(t)以采樣率fs進(jìn)行采樣,得到長(zhǎng)度為2N-1的離散信號(hào):s(n)=12aexp[j(2πf0n/fs+θ0)]n∈[-Ν+1,Ν+1].(11)全相位FFT的實(shí)現(xiàn)過程如下:1)數(shù)據(jù)分割:首先要列出所有包含s(0)的長(zhǎng)度為N的樣本段sm?m∈[0,Ν-1]?sm的內(nèi)部元素sm(n)的表達(dá)式為sm(n)=12aexp{j[2πf0(n-m)/fs+θ0]}m,n∈[0,Ν-1],(12)2)循環(huán)移位:對(duì)各樣本段進(jìn)行m位的循環(huán)左移,得到樣本段s′m,則由離散傅里葉變換(DFT)的循環(huán)性質(zhì),sm的離散傅里葉變換Sm(k)和s′m的離散傅里葉變換S′m(k)之間滿足:S′m(k)=Sm(k)exp(j2πmk/Ν)k,m∈[0,Ν-1],(13)3)加權(quán)疊加:用窗w1的元素對(duì)各S′m(k)進(jìn)行加權(quán)疊加后得到全相位FFT的結(jié)果Ys(k):Ys(k)=Ν-1∑m=1w1(m)?S′m(k)=Ν-1∑m=1w1(m)?Sm(k)?exp(j2πmk/Ν),(14)將(12),(13)式代入(14)式,整理可得Ys(k)=2aexp(jθ0)?|SΝ(k)|2,(15)正弦信號(hào)加窗,經(jīng)全相位FFT處理后,在譜線k處,其幅值A(chǔ)apFFΤ-k=2a|SΝ(k)|2=2a|AFFΤ-k|2,(16)相位φapFFΤ-k=θ0,(17)對(duì)信號(hào)Smea-k(t)進(jìn)行全相位FFT譜分析時(shí),與上述過程相同?？梢娊?jīng)過全相位FFT變換后,理論上譜線k處所對(duì)應(yīng)的相位為θ0,相位誤差為0,即全相位FFT存在“相位不變性”,不需要進(jìn)行頻譜校正即可得到準(zhǔn)確的初相位值。得到兩列信號(hào)的初相位后,即可得到兩列信號(hào)的相位差。3.2基于fft變換的頻譜泄漏由上述分析可知,在相位法激光測(cè)距系統(tǒng)中,由于測(cè)量信號(hào)和參考信號(hào)同步采樣,將二者經(jīng)全相位FFT處理所得的相位做差,由該相位差即可解算出被測(cè)距離。為了得到返回光信號(hào)的頻率,文獻(xiàn)提出的時(shí)移相位差法可精確提取測(cè)量信號(hào)的頻率,該方法雖然能達(dá)到很高的精度,但為了得到信號(hào)的頻率信息,需要在原來(lái)的基礎(chǔ)上對(duì)測(cè)量信號(hào)進(jìn)行L點(diǎn)采樣,然后進(jìn)行一次全相位FFT變換。該過程不但增加了采樣時(shí)間不利于系統(tǒng)的實(shí)時(shí)測(cè)量,而且增加了計(jì)算量,L點(diǎn)的個(gè)數(shù)對(duì)頻率估計(jì)精度有較大影響。在求取測(cè)量信號(hào)和參考信號(hào)初相位時(shí)所進(jìn)行的全相位FFT可得到測(cè)量信號(hào)和參考信號(hào)的幅度譜信息,可充分利用該幅度譜信息,達(dá)到信號(hào)實(shí)際頻率的精細(xì)估計(jì)。將經(jīng)加窗后的正弦波信號(hào)FFT變換所得到的信號(hào)幅值譜按泰勒級(jí)數(shù)展開,利用搜索到的峰值譜線和其左右兩條譜線的幅值與頻譜泄露值之間的解析關(guān)系計(jì)算頻譜泄露值,然后對(duì)頻率進(jìn)行補(bǔ)償。下面以矩形窗為例闡述該思想。正弦波經(jīng)FFT變化后,所得頻譜是頻率f0為中心的軸對(duì)稱圖形(圖2)。設(shè)頻率泄露值為δ,在加矩形窗的條件下,進(jìn)行N點(diǎn)FFT變換在譜線k處對(duì)應(yīng)的幅值為Ak,那么Ak=a2sin[π(k-f0Τ)]sin[πΝ(k-f0Τ)],(18)對(duì)于N較大,在所得頻譜的主瓣附近,Ak可近似為Ak=Νa2sin[π(k-f0Τ)]π(k-f0Τ),(19)將(19)式進(jìn)行泰勒展開可得Ak=Νa2?{1-[π(k-f0Τ)]23!+[π(k-f0Τ)]45!-[π(k-f0Τ)]67!+?}.(20)設(shè)經(jīng)FFT變換后峰值譜線與其左右各譜線按照?qǐng)D2分布。設(shè)峰值譜線號(hào)為k0,對(duì)應(yīng)峰值譜線幅值為A(k0),譜線k0-1對(duì)應(yīng)的譜線幅值為A(k0-1),譜線k0+1對(duì)應(yīng)的譜線峰值為A(k0+1),將上述信息代入(20)式,取至δ2時(shí),上式化簡(jiǎn)為(D為高階舍入量),可得{A(k0)=Νa2(1-[πδ]23!+D)A(k0+1)=Νa2(1-[π(1-δ)]23!+D)A(k0-1)=Νa2(1-[π(1+δ)]23!+D)?(21)聯(lián)立求解得到δ=A(k0-1)-A(k0+1)2[A(k0-1)+A(k0+1)-2A(k0)],(22)可見根據(jù)(22)式求解所得δ值僅與峰值譜線處幅值A(chǔ)(k0)及其左右相鄰譜線幅值A(chǔ)(k0-1)?A(k0+1)的大小有關(guān)。而與所加窗函數(shù)類型無(wú)關(guān),即在加其他對(duì)稱窗的情況下,仍然可以按照(22)式求解得到頻譜泄露值δ的大小。在對(duì)信號(hào)進(jìn)行全相位FFT時(shí),設(shè)經(jīng)全相位FFT變換后,k0,k0-1,k0+1對(duì)應(yīng)的譜線幅值為Y(k0),Y(k0-1),Y(k0+1)。在相同主譜線處,全相位FFT變換后所得信號(hào)幅度譜為普通FFT變換后幅度譜的平方。則式(22)變?yōu)棣?√Y(k0-1)-√Y(k0+1)2[√Y(k0-1)+√Y(k0+1)-2√Y(k0)],(23)由于δ取值范圍為|δ|≤0.5,則經(jīng)校正后的信號(hào)頻率f按下式取值:f={(k0+δ)×(fs/Ν)|δ|<0.5(k0+0.5)×(fs/Ν)δ>0.5(k0-0.5)×(fs/Ν)δ<-0.5,(24)文獻(xiàn)中提到的Rife法進(jìn)行離散頻譜校正,文獻(xiàn)中提到用能量中心法(centra-baricmethod)進(jìn)行離散頻譜校正,二者與本文方法類似,均是利用經(jīng)全相位FFT變換后所得的離散譜線信息進(jìn)行精細(xì)頻率估計(jì),現(xiàn)在將這三種方法加以對(duì)比。當(dāng)輸入信號(hào)信噪比為0dB,采樣點(diǎn)數(shù)為2047點(diǎn)即最終進(jìn)行傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)為1024點(diǎn),采樣頻率fs=1024,信號(hào)頻率泄露值在0～0.5之間間隔0.01變化,每變化一次做1000次Monte-Carlo仿真實(shí)驗(yàn),加Hanning窗和Blackman窗條件下,上述三種方法對(duì)應(yīng)的頻率估計(jì)誤差均方根如圖3(a)、(b)所示。加Hanning與Blackman窗時(shí),Rife法所得頻率估計(jì)誤差均方根值當(dāng)在整個(gè)頻率泄露范圍變化幅度最大:加Hanning窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根值最大值為0.3428Hz,最小值為0.0055Hz;加Blackman窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根最大值為0.3799Hz,最小值為0.0051。能量法次之:加Hanning窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根最大值為0.0672Hz,最小值為0.0295Hz;加Blackman窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根最大值為0.1075Hz,最小值為0.0260。本文所提方法則較為平穩(wěn):加Hanning窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根最大值為0.0287Hz,最小值為0.0230Hz;加Blackman窗時(shí),頻率估計(jì)誤差均方根最大值為0.0314Hz,最小值為0.0236Hz。當(dāng)頻率泄露值δ略小于0.1時(shí),本文方法與能量重心法較Rife法估計(jì)精度高;而δ>0.1范圍內(nèi),Rife法估計(jì)精度則高于能量重心法和本文方法。在激光測(cè)距中,由于目標(biāo)是運(yùn)動(dòng)的,目標(biāo)運(yùn)動(dòng)速度不同產(chǎn)生的多普勒頻率也不相同,在固定采樣頻率和采樣點(diǎn)數(shù)的情況下,頻率泄露δ∈[0,0.5],為了使得系統(tǒng)在整個(gè)測(cè)量范圍內(nèi)達(dá)到較平穩(wěn)的測(cè)速精度,系統(tǒng)中傾向于采用本文方法。4信號(hào)采樣頻率測(cè)量系統(tǒng)中,激光信號(hào)經(jīng)發(fā)射系統(tǒng)發(fā)射到達(dá)靶鏡返回,至接收系統(tǒng),接收系統(tǒng)分為參考通道和測(cè)量通道,參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)分別經(jīng)過放大、帶通濾波、混頻和低通濾波等中間環(huán)節(jié),再經(jīng)AD采樣至DSP后,采用數(shù)字方法獲得兩通道的相位差和頻率差。為了保證系統(tǒng)的相位和頻率測(cè)量精度,系統(tǒng)使用DSP控制DDS芯片直接產(chǎn)生測(cè)量信號(hào)和本振信號(hào),設(shè)定測(cè)量信號(hào)頻率15MHz,本振信號(hào)頻率為14.996MHz,則經(jīng)混頻濾波后所得信號(hào)頻率為4kHz。使用AD公司的AD7677對(duì)各路信號(hào)進(jìn)行采樣,采樣頻率為937.5kHz,對(duì)兩列信號(hào)加Hanning雙窗,最終進(jìn)行FFT變換的點(diǎn)數(shù)為1024,進(jìn)行50次測(cè)量。當(dāng)設(shè)定相差分別為60°和150°時(shí),測(cè)量均值分別為60.741°和150.741°,標(biāo)準(zhǔn)差均