三電平中點(diǎn)鉗位整流器控制仿真

三電平中點(diǎn)鉗位整流器控制仿真

1電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)到目前為止，中國(guó)鐵路已經(jīng)在進(jìn)行了五次重大改進(jìn)。在2007年4月18日的第四次調(diào)整中，和諧號(hào)crh2系列的高速列車(chē)在中國(guó)的鐵路客運(yùn)貨運(yùn)中發(fā)揮了重要作用。電壓型PWM整流器是交流傳動(dòng)系統(tǒng)的一個(gè)重要組成部分,目前國(guó)內(nèi)電力機(jī)車(chē)使用的PWM整流器普遍采用兩電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),存在開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力較大的缺點(diǎn),而和諧號(hào)CRH2動(dòng)車(chē)組所采用的三電平NPC結(jié)構(gòu)的PWM整流器具有開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力低、容量大、成本低等特點(diǎn),而且能產(chǎn)生5個(gè)電平的線(xiàn)電壓,在相同開(kāi)關(guān)頻率及控制方式下,其輸出電壓和電流中的諧波含量遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)的兩電平變流器。本文主要以單相三電平NPC型PWM整流器為研究對(duì)象,從分析其主電路結(jié)構(gòu)出發(fā),利用開(kāi)關(guān)函數(shù)的概念,建立了其數(shù)學(xué)模型,將三相PWM逆變器和整流器的SVPWM控制思想引入單相三電平PWM整流器中,探討了一種適合于單相三電平整流器的SVPWM調(diào)制方法,為解決三電平整流器直流側(cè)電壓不平衡問(wèn)題,引入一種電壓前饋的直流側(cè)電容電壓平衡方法,并進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真。2理想開(kāi)關(guān)函數(shù)的等效電路單相三電平PWM整流器主電路如圖1所示。采用8個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件來(lái)構(gòu)成兩組對(duì)稱(chēng)的橋臂。并且這兩組橋臂帶4個(gè)鉗位二極管以防止電容C1或C2端因開(kāi)關(guān)操作而發(fā)生直通。L為網(wǎng)側(cè)限流電感,R為網(wǎng)側(cè)漏電阻,其大小可以忽略。C1和C2為直流側(cè)兩個(gè)支撐電容。該整流器可以實(shí)現(xiàn)機(jī)車(chē)在牽引和再生制動(dòng)兩種工況下運(yùn)行,因此也稱(chēng)作四象限變流器。為了便于分析,定義理想開(kāi)關(guān)函數(shù)SA和SB如下由式(1)和式(2)得到主電路的等效電路如圖2所示,每組橋臂可以等效為一個(gè)開(kāi)關(guān),該開(kāi)關(guān)具有1、0、-1三種等效狀態(tài),兩組橋臂有32=9種開(kāi)關(guān)組合,主電路有9種工作模式。開(kāi)關(guān)狀態(tài)及相應(yīng)的電壓值如表1所示。根據(jù)表1中的工作狀態(tài),由基爾霍夫定律可知,網(wǎng)側(cè)輸入端電壓和直流側(cè)的電流可以表示為假設(shè)開(kāi)關(guān)管為理想模型,在換相過(guò)程中沒(méi)有功率損失和能量?jī)?chǔ)存,交流側(cè)與直流側(cè)瞬時(shí)功率應(yīng)當(dāng)相等,則將式(6)代入式(5)中,則對(duì)圖1中的o點(diǎn)采用基爾霍夫電流定律,有式(9)成立根據(jù)基爾霍夫定律,該變流器的主電路數(shù)學(xué)模型可以表示為其中,RL為直流側(cè)負(fù)載電阻。3雙閉環(huán)控制策略本節(jié)給出一種基于SVPWM調(diào)制和中點(diǎn)電位控制的高性能單相三電平中點(diǎn)鉗位PWM整流器控制方法。該P(yáng)WM整流器的控制原理框圖如圖3所示,采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。電壓外環(huán)采用PI控制器,通過(guò)將直流側(cè)電壓udc與其給定值u*dc的偏差信號(hào)進(jìn)行PI調(diào)節(jié)得到電網(wǎng)側(cè)電流的給定值si*的幅值,其相位和頻率通過(guò)鎖相環(huán)(PLL)從電網(wǎng)側(cè)電源電壓us上獲取。電流內(nèi)環(huán)采用預(yù)測(cè)電流控制。由于該整流器存在兩電容電壓不平衡問(wèn)題,在控制系統(tǒng)中,加入了電容電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié),兩個(gè)電容間電壓之差的變化通過(guò)電壓平衡調(diào)節(jié)系數(shù)K引至電流控制環(huán),以平衡中間電壓。3.1電流值的測(cè)量電流內(nèi)環(huán)采用預(yù)測(cè)電流控制,其工作原理為:假設(shè)電網(wǎng)側(cè)電流is(tk)經(jīng)過(guò)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期后能夠達(dá)到給定的電流值,見(jiàn)式(11)。由式(10)和式(11)可以得到,在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi),有式(12)成立由式(12)可以計(jì)算出調(diào)制信號(hào)u*ab作為SVPWM調(diào)制模塊的輸入。3.2等效原理的應(yīng)用對(duì)于Boost型三電平結(jié)構(gòu)的整流器,可以將其工作模式劃分為4個(gè)工作區(qū)域,如圖4所示,表2給出了相應(yīng)區(qū)域所對(duì)應(yīng)的電平。電網(wǎng)側(cè)輸入端給定電壓u*ab應(yīng)為一個(gè)正弦信號(hào),在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi),如果Ts較小,可以認(rèn)為u*ab為一個(gè)恒定值。采用面積等效原理,考慮兩電容上的電壓平衡時(shí)(u1-u2=udc/2),用兩個(gè)幅值相差udc/2的兩個(gè)狀態(tài)量Vk和Vk+1來(lái)等效,如圖5所示。例如在區(qū)域2中,當(dāng)us>0時(shí),采用Vk=udc/2和Vk+1=0的PWM信號(hào)來(lái)等效ua*b。當(dāng)Vk=udc/2時(shí),電路工作在模式2和6,模式2和6的作用時(shí)間分別為狀態(tài)Vk工作時(shí)間的一半;當(dāng)Vk+1=0時(shí),電路工作在模式5,其他區(qū)域也可以根據(jù)表2進(jìn)行分析。由表2和圖5可知,有如下關(guān)系式成立式中T1——狀態(tài)量Vk的作用時(shí)間T2——狀態(tài)量Vk+1的作用時(shí)間則在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期(tk,tk+Ts)內(nèi),由面積等效原理可得聯(lián)立式(16)、式(17),可以求出狀態(tài)量Vk作用的時(shí)間T1和Vk+1作用的時(shí)間T24按梯度頻率進(jìn)行三電平整流器的動(dòng)態(tài)特性系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定如下:電網(wǎng)側(cè)電源電壓的有效值Us=1500V,網(wǎng)側(cè)電感L=2mH;電網(wǎng)側(cè)漏阻R=0.2?;直流側(cè)電容C1=C2=2200μF,直流側(cè)電壓給定值=Ud*c3000V;負(fù)載電阻RL=20?;開(kāi)關(guān)頻率fs=1250Hz,加入LC二次濾波環(huán)節(jié),濾波環(huán)節(jié)的參數(shù)為:2L′=0.84mH,2C′=3000μF。采用Matlab/Simulink進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真。圖6所示為整流器工作在牽引工況下的波形;圖7為整流器電網(wǎng)側(cè)輸入端電壓uab的波形;圖8為整流器由空載向牽引工況切換時(shí)的波形;圖9為再生制動(dòng)工況下的波形;圖10為電網(wǎng)側(cè)電流is的頻譜特性。由圖6和圖9可知,該控制算法有效地實(shí)現(xiàn)了三電平PWM整流器單位功率因數(shù)四象限運(yùn)行;由圖8可知,該控制算法實(shí)現(xiàn)了整流器較好的動(dòng)態(tài)性能;由圖10可知,在開(kāi)關(guān)頻率為1250Hz時(shí),電網(wǎng)側(cè)電流的總諧波畸變率僅為1.27%,滿(mǎn)足國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)IEC1000