反激鉗位電路設計方法RCD的計算

一種有效的反激鉗位電路設計方法引言單端反激式開關電源具有構造簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升／降范圍寬、易于多路輸出、牢靠性高、造價低等優(yōu)點，廣泛應用于小功率場合。然而，由于漏感影響，反激變換器功率開關管關斷時將引起電壓尖峰，必需用鉗位電路加以抑制。由于RCDRCD鉗位更有有用價值。漏感抑制變壓器的漏感是不行消退的，但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理，對漏感的影響是很明顯的。承受合理的方法，可將漏感掌握在初級2％左右。設計時應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數(shù)確實定，盡量使初級繞組可嚴密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻，這樣線圈和磁路空間上更接近垂直關系，耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得嚴密。RCD鉗位電路參數(shù)設計變壓器等效模型圖1為實際變壓器的等效電路，勵磁電感同抱負變壓器并聯(lián)，漏感同勵磁電感串聯(lián)。勵磁電感能量可通過抱負變壓器耦合到副邊，而漏感由于不耦合，能量不能傳遞到響電路工作性能，還會引起EMI問題，嚴峻時會燒毀器件，為抑制其影響，可在變壓器初級并聯(lián)無源RCD2所示。鉗位電路工作原理引入RCD鉗位電路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主勵磁電感能量，否則會降低電路效率。要做到這點必需對RC參數(shù)進展優(yōu)化設計，下面分析其工作原理：S1關斷時，漏感Lk釋能，D導通，C上電壓瞬間充上去，然后D截止，C通過R放電。就是反射電壓試驗說明，C越大，這兒就越平滑均是將反射電壓吸取了局部C太小很快布滿，小到肯定程度就會這樣回到零。假設C值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器能量不能快速傳遞到副邊，3(a)；此句有道理，由于初級電流下降時次級電流開頭上升。C值特別大，電壓峰值小于副邊反射電壓，則鉗位電容上電壓將始終保持在副邊反射電壓四周，即鉗位電阻變?yōu)樗镭撦d，始終在消耗磁芯能量，見圖3(b)；試驗說明RC值越小就會這樣，但不肯定會到零，R太小，放電就快，C太小很快布滿，小到肯定程度就會這樣回到零。3)假設RC值太小，C上電壓很快會降到副邊反射電壓，故在St開通前，鉗位電阻只將成為反激變換器的死負載，消耗變壓器的能量，降低效率，見圖3(c)：4)假設RC值取得比較適宜，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，到下次導通時，C上能量恰好可以釋放完，見圖3(d)，這種狀況鉗位效果較好，但電容峰值電壓大，器件應力高。2)3)種方式是不允許的，而第1)種方式電壓變化緩慢，能量不能被快速傳遞，第4)種方式電壓峰值大，器件應力大?？烧壑蕴幚?，在第4)種方式根底上增大電容，降低電壓峰值，同時調(diào)整R，，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，之后RC連續(xù)放電至S1下次開通，如圖3(e)所示。本人認為此分析清楚地說明RC放電時間常數(shù)要大于開關周期，至少要大于截止時間，也就是RC振蕩頻率小于開關頻率。參數(shù)設計S1關斷時，Lk釋能給C充電，R阻值較大，可近似認為LkC發(fā)生串聯(lián)諧振，諧振周期為TLC=2πLkC，經(jīng)過1／4諧振周期，電感電流反向，D截止，這段時間很短。由于D存在反向恢復，電路還會有一個衰減振蕩過程，而且是低損的，時間極總之，C充電時間是很短的，相對于整個開關周期，可以不考慮。本人認為這講的極有道理，開關管截止時間里充電過后就要放電，所以在實際試驗中假設R太小還沒到開關管導通C的電已放完了，故消滅了一個平所以R的取值肯定要使C的放電電壓在開關管導通時不小于反射電壓。在進入到導通時間后C要認為是某個電壓對C反向充電，本人認為是開關管導通后呈現(xiàn)的低電位。對于抱負的鉗位電路工作方式，見圖3(e)。S1關斷時，漏感釋能，電容快速充電至峰值Vcmax，之后RCRC放電過程持續(xù)整個開關周期。RC〔實際測試說明似乎應是最大值〕，最大負載，即最大占空比條件工作選取，否則，隨著D的增大，副邊導對圖3(c)VcmaxVcmax只有最小值限制，必需大于副邊反射電壓可做線性化處理來設定Vcmax，如圖4所示，由幾何關系得此公式一時難以理解為保證S1開通時，C上電壓剛好放到 需滿足將(1)式代入(2)式可得這個公式有誤，應當是對整個周期RC放電過程分析，有依據(jù)能量關系有式中：Ipk／Lk釋能給C的電流峰值將式(1)和式(4)代人式(5)，得同理這公式有錯誤應是除以LnDon.結合式(3)，得應是電阻功率選取依據(jù)式中：fs為變換器的工作頻率。試驗分析輸入直流電壓．30(1±2％)v，輸出12V／lA，最大占空比Dmax=0.45，承受UC3842掌握，工作于DCM方式，變壓器選用CER28A24匝，副13匝。5~8所示。7顯示在副邊反射電壓點沒有消滅平臺，說明結果與理論分析吻合。結語依據(jù)文中介紹的方法設計的鉗位電路，可以較好地吸取漏感能量，同時不消耗主勵磁電感能量。經(jīng)折衷優(yōu)化處理，既抑制了電容電壓峰值，減輕了功率器件的開關應力，又保證了足夠電壓脈動量，磁芯能量可以快速、高效地傳遞，為反激變換器的設計供給了很好的依據(jù)。網(wǎng)上相關人員爭論：一下，你可以依據(jù)這個思路自己進展計算。(等于輸出電壓除)，漏感沖擊電壓。僅會增大吸取電阻的負擔，還會降低開關電源的效率。1.5-2倍。流，這樣算出來的結果是很準確的。電壓(等于輸出電壓除以雜比)，漏感沖擊電壓。電壓是一個微分波形，也就是電讓電壓下降到反激感應電壓以下，否則就會損耗“本體”能量。10050伏，這樣，就可以計算出吸取電容的數(shù)值來：=〔上面的公式5〕U，那么電容電壓的最大值就是(U+100)，最小值就是(U+50)，電容中的能量有一個計算公式，Ec=0.5*C*U*U，所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*((U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50))，U是的，能量差也是的，電容還算不出來嗎？最終計算吸取電阻。電容放電公式：u=Uo*exp(-t/τ)，t/τ=-ln((U+50)/(U+100))經(jīng)或-t/τ=-ln((U+50)/(U+100))，掉了個負號原文作者在發(fā)貼時可能筆誤，t=截止期時間(按正常工作時的截止時間計算)，可吸取時間常數(shù)，那么吸取電阻不也就出來嗎？本人認為這個講.按上述理論進展計算：級電感L=632uH，漏感Llou=29uH。先算Ip: 則Pin=0.5*Ls*Ip*Ip*fIp=(Pin/0.5*Ls*f)(0.5)=(P0/η*0.5*Ls*f)(0.5)=(150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3))=2.7A流Wlou=0.5*Ls*Ip*Ip*f=0.5*29*10(-6)*2.7*2.7*70*10(3)=7.3W15W的電阻。這是無法辦到的。Ip太大造成的。假設是幾W的電源，那么功耗就可以承受了。對以上結果，請問計算有問題沒有？有什么方法？3．狀態(tài)的變壓器，由于其磁通變化量太大，變壓器的發(fā)熱量也是個不容無視的問感量，初級電流自然就降下來了。你可以這樣計算：讓磁通的變化量〔p-p〕/磁通平均值=0.3左右。另外，假設電源的安全系數(shù)要求不是太高〔醫(yī)療儀器要求高，可以適當減小初的小，大功率的電源，漏感就是個很麻煩的問題你好，格外感謝。初級電感和漏感的數(shù)值在上面第十貼中寫出來了，我是剛測的數(shù)據(jù)。測時覺察，初次級間不加銅皮屏蔽漏感小。這應是正常的吧。也可能是漏感加大的原因，加了屏蔽后尖峰反而大了。初次級間不加銅皮屏蔽漏感小，是正常的。所謂漏感是通過本線圈的磁力線大，故漏感增大，分布電容削減。想削減尖峰，最好的方法是削減變壓器漏感，其次是在MOS管漏極加磁珠，這RCD這種有損吸取的方式。是的,銅箔不是磁性材料,它只對電場起作用,對磁場而言,它和絕緣材料差不多.:rcdrcrc震蕩頻率要小系統(tǒng)的震蕩.本人認真分析了一下,這樣講有肯定的道理,但<開關電源設計指南>P126里講RC3倍就夠了,這個我認為有點錯,由于有人講振蕩頻率是指第一個脈沖以后的，從圖上看根本差不多，第一個脈沖是漏感往C里面充電的過程，然后依據(jù)回復時間D有一個關斷般認為一兩個脈沖之后的才算振蕩〔前幾個脈沖由于單向導電也不象正旋波RC根本無關了,,后面的脈沖電壓都達不到吸取的門檻電平,所以是在自己震蕩,R,C無關了.只有,后面的脈沖電壓都達不到吸取的門檻電平,所以是在自己震蕩〔本人認為是漏感和分布電容〕,R,C無關了.時間常數(shù)太小了,C的電放完了,那反激電壓豈不是又要向C充電而形成振蕩?本人認為至少要大于開關管截止時間.這是電源網(wǎng)上另一個人講的：RCD是給變壓器漏感供給瀉放回路的。反激RCD