第6章 微波振蕩器

第6章微波振蕩器6.1微波二極管負阻振蕩器電路6.2微波晶體管振蕩器6.3微波頻率合成器習題微波振蕩器是各種微波系統(tǒng)的微波源，它通過微波有源器件與電路的相互作用，把直流功率轉(zhuǎn)換成微波功率。目前，微波很多領(lǐng)域已完全由半導體器件與電路所占據(jù)，但在功率源方面，尤其在毫米波段，電真空器件和半導體器件還將在二個相當長的時期內(nèi)并存及互相補充。不過自20世紀60年代出現(xiàn)雪崩管振蕩器和體效應管振蕩器以來，微波固態(tài)功率源已經(jīng)獲得重大的進展和廣泛應用。雖然雙極晶體管振蕩器正在奮起直追，但在20GHz以上，目前主要還是靠二極管負阻器件，或者采用厘米波段場效應管介質(zhì)振蕩器四倍頻方案。

雪崩管振蕩器和體效應管振蕩器的振蕩頻率已達毫米波高端，振蕩功率不斷提高。到1986年，雪崩管振蕩器在3~230

GHz頻率內(nèi)已有商品，體效應管振蕩器也已達到100GHz。體效應管振蕩器具有頻譜純、噪聲小的特點，適于作接收機本振源和實驗室的信號源。為了得到更大的功率，可采用功率合成技術(shù)。例如利用雪崩管功率合成已在60

GHz實現(xiàn)大于瓦級的功率(連續(xù)波);在94

GHz上單管脈沖功率達13

W(效率為6%)，

四管合成的輸出功率已達40

W(合成效率為75%)。雪崩管還可以作功率放大器，用于系統(tǒng)的發(fā)射單元。

由于雪崩管和體效應管的負阻呈現(xiàn)非線性，且又都是二端器件，器件與電路的結(jié)合方式和相互作用不同于晶體管三端器件，因此微波二極管負阻振蕩器的分析方法也不同于微波晶體三極管振蕩器。庫洛瓦(Kurokawa)在1969年建立了微波負阻振蕩器的模型，揭示了負阻振蕩器的很多重要特性。

本章主要介紹雪崩管、體效應管和晶體管振蕩電路及頻率合成器的慨念。2.4.5雪崩二極管

雪崩渡越時間二極管簡稱為雪崩二極管或雪崩管，是構(gòu)成微波固態(tài)振蕩器和功率放大器的一種器件。貝爾實驗室的里德(W.T.Read)在1958年首次發(fā)表雪崩管理論，提出了N+PIP+多層結(jié)構(gòu)二極管呈現(xiàn)微波負阻的設想，由于工藝限制，直到1965年才首次報道了實驗結(jié)果，隨后雪崩管在實際應用上得到了迅速發(fā)展。由于雪崩管在效率和噪聲等方面的弱點，近年來使用得越來越少。1.結(jié)構(gòu)圖2-50

N+PIP+雪崩管的模型及其反偏電場分布目前廣泛采用的雪崩管結(jié)構(gòu)形式有N+PIN+、P+NN+、N+PP+、P+NIN+、P+PNN+。

N+PIP+雪崩管的模型如圖2-50所示，P區(qū)較薄，I層較厚，結(jié)構(gòu)復雜，不易制造，實際應用的雪崩管多是P+NN+和N+PP+結(jié)構(gòu)。1.結(jié)構(gòu)圖2-50

N+PIP+雪崩管的模型及其反偏電場分布一般地，雪崩管在高溫下工作，器件的散熱性能限制其輸出功率容量，影響穩(wěn)定性和可靠性，故在雪崩管封裝時必須考慮散熱性能。雪崩管封裝結(jié)構(gòu)配有“熱沉”，以利于減小熱阻，同時“下電極”帶有螺紋，以外接散熱裝置。1.結(jié)構(gòu)圖2-50

N+PIP+雪崩管的模型及其反偏電場分布PN結(jié)有單向?qū)щ娦?，正向電阻小，反向電阻很大。當反向電壓增大到一定?shù)值時，反向電流突然增加。就是反向電擊穿。它分雪崩擊穿和齊納擊穿（隧道擊穿）。雪崩擊穿是PN結(jié)反向電壓增大到一數(shù)值時，載流子倍增就像雪崩一樣，增加得多而快。1.結(jié)構(gòu)圖2-50

N+PIP+雪崩管的模型及其反偏電場分布齊納擊穿完全不同，在高的反向電壓下，PN結(jié)中存在強電場，它能夠直接破壞共價鍵將束縛電子分離來形成電子-空穴對，形成大的反向電流。齊納擊穿需要的電場強度很大！只有在雜質(zhì)濃度特別大的PN結(jié)才做得到。一般的二極管摻雜濃度沒這么高，它們的電擊穿都是雪崩擊穿。齊納擊穿大多出現(xiàn)在特殊的二極管中，就是穩(wěn)壓二極管

2.特性及工作原理

在此以里德提出雪崩管負阻效應時的基本結(jié)構(gòu)N+PIP+為例討論雪崩管的特性及其工作原理，其他結(jié)構(gòu)與此類似。

1)雪崩管的特性

反向偏壓時，雪崩管內(nèi)的電場分布如圖2-50所示，重摻雜的N+和P+區(qū)電場強度幾乎為零；在本征半導體I層內(nèi)，電場為一常數(shù)；N+P結(jié)電場強度最大，空間電荷層主要處在P區(qū)。反偏壓增加到某一數(shù)值UB時，N+P結(jié)處的電場強度達到擊穿電場EB(典型值，EB≥105V/cm)，發(fā)生雪崩擊穿，迅速產(chǎn)生大量的電子-空穴對。電壓UB稱為二極管的雪崩擊穿電壓(典型值為20～100V)。在穩(wěn)定的雪崩擊穿狀態(tài)下，電子-空穴對按照指數(shù)規(guī)律增加，產(chǎn)生的電子將很快被接于N+層的正極所吸收，而空穴將向負極渡越。由于雪崩管的P區(qū)很薄，因而可以認為空穴幾乎無延遲地注入I區(qū)，以恒定的飽和漂移速度(硅半導體約為107cm／s)向負極渡越，形成空穴電流。所以適當?shù)乜刂茡诫s濃度，使電場的分布在N+P結(jié)處形成尖銳的峰值，從而限制在一個很窄的區(qū)域內(nèi)發(fā)生雪崩擊穿。

2)工作原理

(1)雪崩電離效應。圖2-51給出雪崩管的反向擊穿直流電壓UB上疊加一個交流信號uac(t)=Uacsinωt時的總電壓波形，雪崩將在交流電壓的正半周內(nèi)發(fā)生，N+P結(jié)處形成穩(wěn)定的雪崩擊穿狀態(tài)，雪崩空穴電流ia(t)將按照指數(shù)規(guī)律增加，直到外電壓正半周結(jié)束。外加電壓進入負半周后，總端壓小于擊穿電壓UB，雪崩將停止，雪崩空穴流按指數(shù)衰落。形成的雪崩空穴電流是脈沖寬度很窄的脈沖電流，合理地調(diào)整直流偏壓和直流偏流，可使電流峰值滯后于交流信號uac峰值π/2(即T/4)?？梢宰C明，ia(t)的基波相位比交變電場的基波相位滯后90°。這一現(xiàn)象稱為雪崩倍增的電感特性。圖2-51里德雪崩二極管電壓、電流和外電路感應電流的關(guān)系在材料摻雜濃度較低的PN結(jié)中，當PN結(jié)反向電壓增加時，空間電荷區(qū)中的電場隨著增強。這樣，通過空間電荷區(qū)的電子和空穴，就會在電場作用下獲得的能量增大，在晶體中運動的電子和空穴將不斷地與晶體原子又發(fā)生碰撞，當電子和空穴的能量足夠大時，通過這樣的碰撞的可使共價鍵中的電子激發(fā)形成自由電子–空穴對。圖2-51里德雪崩二極管電壓、電流和外電路感應電流的關(guān)系新產(chǎn)生的電子和空穴也向相反的方向運動，重新獲得能量，又可通過碰撞，再產(chǎn)生電子–空穴對，這就是載流子的倍增效應。當反向電壓增大到某一數(shù)值后，載流子的倍增情況就像在陡峻的積雪山坡上發(fā)生雪崩一樣，載流子增加得多而快，這樣，反向電流劇增，PN結(jié)就發(fā)生雪崩擊穿。

(2)渡越時間效應。在電場的作用下，雪崩產(chǎn)生的空穴電流ia(t)將注入漂移區(qū)并向負極渡越，最終到達負極。這一過程在外電路中將產(chǎn)生感應電流ie(t)，它與管內(nèi)運動電荷的位置無關(guān)，只取決于運動速度。只要雪崩空穴電流在管內(nèi)開始流動，外電路上就開始有感應電流，理想情況下是一個矩形波。若管子I層本征漂移區(qū)的長度為ld，飽和漂移速度為vd，則雪崩脈沖電流經(jīng)過漂移區(qū)的渡越時間τd為可以設計漂移區(qū)的長度以控制空穴流的渡越時間，使渡越時間τd與外加交流電壓周期的關(guān)系為T=2τd，對應的頻率即稱為漂移區(qū)的特征頻率:(2-77)可以證明：外電路的感應電流與外加交變電壓的總相位差為π，所以二極管對外電路呈現(xiàn)為一個射頻負阻。把這樣一個雪崩二極管與一個諧振選頻回路相連接，可以將管兩端很小的初始電壓起伏逐漸發(fā)展為一個射頻振蕩，相當于有射頻功率從雪崩二極管輸出，其振蕩頻率等于外加諧振選頻回路的諧振頻率，這是雪崩管可以產(chǎn)生微波振蕩和具有微波放大作用的根本原因。

3)特性參量

雪崩管崩越模式下的主要參量除管漂移區(qū)的特征頻率外，還有工作頻率范圍和輸出功率與效率。

(1)工作頻率范圍。如果感應電流ie(t)相對于外加交變電壓vac的總相位差不為π，雪崩管的負阻效應就將受到影響。但是，在一定的范圍內(nèi)只要能分離出一個負阻分量，就有可能產(chǎn)生射頻振蕩，這意味著雪崩管有一定的調(diào)諧范圍。在目前工藝水平下，雪崩管崩越模式的工作頻率可以高達300GHz以上。

(2)輸出功率與效率。

雪崩脈沖寬度遠小于漂移區(qū)的渡越角，采取理想化的模型時可忽略雪崩脈沖寬度的影響，認為感應電流是一個寬度為渡越角的理想矩形脈沖。可以求得二極管獲得的直流功率為

Pdc=UBIdc

(2-78)

理想情況下的輸出射頻功率為

理論上，當Uac=0.5UB時，有

實際上，考慮空間電荷對雪崩管內(nèi)電場分布的影響以及其他因素的影響，雪崩管崩越模式的效率遠低于理論值，一般效率僅在10％以下。(2-79)(2-80)

3.等效電路

雪崩管的管芯等效電路如圖2-52所示，假定在工作頻率下，Za為雪崩區(qū)的阻抗，Zd為漂移區(qū)的阻抗，則雪崩管有源區(qū)的阻抗為

ZD=Za+Zd=RD－jXD

(2-81)

可以證明：圖2-52雪崩管的管芯等效電路式中：la為雪崩區(qū)長度；ωa為雪崩區(qū)諧振頻率，與直流電流的平方根成正比，并且可通過改變直流偏流來調(diào)整；Cd為漂移區(qū)電容。

實際中考慮各種修正因素，當θ≈3π/4而不是θ≈π時，將獲得最大負阻。θ≈3π/4時，雪崩管有源區(qū)阻抗ZD和工作角頻率ω的關(guān)系如圖2-53所示。圖2-53雪崩管有源區(qū)阻抗與工作頻率的關(guān)系

4.其他雪崩管結(jié)構(gòu)

圖2-54、圖2-55、圖2-56所示為P+NN+結(jié)構(gòu)雪崩管、雙漂移區(qū)雪崩管、TRAPATT模式N+PP+雪崩管的模型及其電場分布。它們的分析計算過程比里德雪崩管模型復雜得多，這里不再贅述。圖2-54

P+NN+結(jié)構(gòu)雪崩管的模型及其電場分布圖2-55雙漂移區(qū)雪崩管的模型及其電場分布圖2-56

TRAPATT模式N+PP+雪崩管的模型及其電場分布2.4.6體效應二極管

體效應二極管又稱為耿氏二極管(GunnDiode)、轉(zhuǎn)移電子效應二極管或轉(zhuǎn)移電子器件。1963年，耿(J.B.Gunn)首次獲得實驗結(jié)果：在N型GaAs半導體兩端外加電壓使內(nèi)部電場超過3kV／cm時產(chǎn)生了微波振蕩。此后，利用這種效應設計制作的器件得到了迅猛的發(fā)展和廣泛的應用。體效應二極管的噪聲和效率特性優(yōu)于雪崩管，加之電路簡單、使用方便、結(jié)實耐用等特點，這種器件已經(jīng)成為制作微波波、毫米波信號源的主要器件之一。

1.結(jié)構(gòu)

體效應器件是無結(jié)器件，最常用的體效應器件是一片兩端面為歐姆接觸的均勻摻雜的N型GaAs半導體，如圖2-57所示。其他Ⅲ-Ⅴ族及Ⅱ-Ⅵ族化合物(如InP、CdTe、ZnSe)都具有相似的能帶結(jié)構(gòu)，具有更好的負阻特性，已經(jīng)在射頻和微波頻段獲得了廣泛的應用。圖2-57

N型GaAs轉(zhuǎn)移電子器件結(jié)構(gòu)

2.工作原理與特性

N型砷化鎵(GaAs)半導體具有多能級結(jié)構(gòu)，參見圖2-22，在外電場的作用下，電子從低能谷向高能谷轉(zhuǎn)移并產(chǎn)生負微分遷移率，對外體現(xiàn)出微分負阻，負阻效應是產(chǎn)生微波振蕩和微波放大作用的基礎。

1)偶極疇

實際中，GaAs半導體內(nèi)存在雜質(zhì)分布，電場分布不可能均勻，不可能出現(xiàn)整體同時超過閾值電場、同時降低電子運動速度，故靜態(tài)伏安特性一般是得不到的。實際中需要通過偶極疇的原理實現(xiàn)動態(tài)伏安特性，依靠偶極疇的產(chǎn)生和消失來形成微波振蕩。

(1)偶極疇的形成。

外加電壓Udc小于閾值電壓Uth時，電子在兩電極間作均勻連續(xù)的漂移運動，半導體內(nèi)的電場分布是均勻的。歐姆接觸的陰極端金-半結(jié)處于反偏狀態(tài)，阻值較大，該處電場也稍強于其他部分，電場分布如圖2-58(a)所示。

外加電壓Udc大于閾值電壓Uth時，陰極附近的電場首先超過閾值電場Eth，電子轉(zhuǎn)移進入負阻區(qū)，該處電子的平均漂移速度將減慢。若負阻區(qū)兩側(cè)的電場仍低于Eth，則電子繼續(xù)以較快的速度向陽極運動，形成了負阻區(qū)左側(cè)電子積累，右側(cè)電子欠缺的狀態(tài)，如圖2-58(b)所示。這個區(qū)域就是具有正負電荷的對偶層，稱為偶極疇。圖2-58轉(zhuǎn)移電子器件中偶極疇形成、長大、成熟和消失的過程(a)形成；(b)長大；(c)成熟；(d)消失偶極疇形成了與外加電場方向相同的一個附加電場，使疇內(nèi)部的電場比疇外高得多。外加電壓是一定的，疇內(nèi)電場高，必然導致疇外電場降低，半導體內(nèi)的電場分布就不再均勻，外加電壓大部分集中在偶極疇上，如圖2-58(a)所示，疇外電場不可能再超過閾值。一般情況下，半導體內(nèi)只能形成一個偶極疇。

(2)偶極疇的長大。在電場的作用下，陰極附近的小疇核向陽極運動，疇內(nèi)是慢電子而疇外是快電子，隨著疇的運動，堆積的對偶電荷越來越多，疇將逐漸長大。這一過程持續(xù)到疇內(nèi)電子的平均運動速度與疇外電子的平均運動速度相等為止，達到成熟疇，如圖2-58(b)所示。疇核由生成到成熟所需的時間稱為偶極疇的生長時間TD。

(3)偶極疇的成熟與消失。如圖2-58(c)所示，成熟的偶極疇將繼續(xù)以一定的速度向陽極渡越，到達陽極后被陽極吸收而消失(見圖2-58(d))，這段時間稱為偶極疇的渡越時間Tt。偶極疇消失后，半導體內(nèi)的電場恢復到?jīng)]有形成偶極疇的原始狀態(tài)，電子的平均運動速度也恢復到原始的快電子狀態(tài)。從偶極疇到達陽極再到偶極疇完全消失的時間稱為偶極疇的

消失時間Td，如圖2-59所示。圖2-59轉(zhuǎn)移電子器件中電子平均漂移速度與時間的關(guān)系由于器件的端壓維持在閾值電壓Uth

以上，一個偶極疇消失后，將在陰極附近又生成一個偶極疇。圖2-59給出器件內(nèi)部所有電子的平均運動速度隨時間變化的規(guī)律。a點表示疇核形成，此后電子的平均運動速度快速下降，b點對應偶極疇成熟，ab時間段是偶極疇的生長時間TD；b點之后成熟疇以較低的平均運動速度向陽極渡越，bc時間段對應渡越時間Tt；偶極疇到達陽極后很快被陽極吸收而消失，電子的平均運動速度將立刻上升到初始值，cd時間段為偶極疇的消失時間Td。器件內(nèi)的電流與它的電子漂移速度成正比。連續(xù)不斷的偶極疇消失和生成，對應在電路中的電流脈沖串，從而形成振蕩。振蕩的周期包括TD、Tt和Td三段時間，由于一般Td和TD極短，因此整個周期可近似為渡越時間Tt。

體效應器件的半導體長度為L，偶極疇的飽和漂移速度為vs，則有

式中：ft稱為體效應器件的固有頻率，L為μm級，器件的固有頻率可高達100GHz。但可以想象，器件的L越小，承受的功率也越小。(2-82)

2)動態(tài)伏安特性

以上討論的是轉(zhuǎn)移電子器件兩端加固定直流電壓的情況，如果器件兩端加上交變電壓，會有不同的偶極疇產(chǎn)生和消失過程。設器件端壓為

u(t)=Uacsinωt

(2-83)

式中，幅度Uac較大。下面分別討論電壓從小變大和從大變小時的偶極疇情況。

(1)電壓從零開始上升。如圖2-60所示，OA段電流沿直線增加，A點對應閾值電壓Uth；A點之后，偶極疇形成并很快成熟，電子的平均漂移速度迅速下降，外電路電流突然下降，對應圖2-60中的AB段；隨著器件端壓繼續(xù)增大，會引起疇內(nèi)電場和疇外電場都增大，但疇內(nèi)慢電子會更多，電子的平均漂移速度減小，而疇外電子的平均漂移速度提高，破壞了疇內(nèi)外原有的平衡，偶極疇將長得更大，疇內(nèi)電子的平均漂移速度將提高，疇外電子漂移將減速以達到新的平衡。因此，外加電壓的增大將導致器件內(nèi)部的電子平均漂移速度減小，平均電流緩慢減小，到達最小值C點，對應BC段，這反映了器件的負阻特性。從C點開始，如果器件端壓進一步增大，電流會緩慢增加，如圖2-60中的CD段所示。圖2-60轉(zhuǎn)移電子器件的電壓-電流關(guān)系

(2)電壓從D點開始由大變小。由于偶極疇一直存在，B點以前，電流會按照D→C→B路徑逆向變化；從B點進一步降低器件端壓直到閾值電壓Uth之下，由于疇沒有消失，因而電流不會直接躍升到A點。偶極疇存在的情況下，器件內(nèi)的電場分布并不均勻，疇內(nèi)電場高而疇外電場低，外加電壓雖然已經(jīng)小于閾值電壓，但疇內(nèi)電場仍然高于閾值電場Eth而使偶極疇能夠維持，平均電流不會很快提高，直到端壓下降到維持電壓Us，對應圖2-60中的E點，電流沿BE變化；端壓再降到E點以下，這時偶極疇消失，電流立即由E點躍升到F點。由于F點對應的端壓在Uth以下，因此不會再形成偶極疇，直到端壓再上升到Uth。這樣便完成了外電壓的一個完整周期。

3.等效電路

體效應器件分為疇內(nèi)和疇外兩個部分，偶極疇區(qū)呈現(xiàn)負微分遷移率，是負阻區(qū)；而疇外呈現(xiàn)低能谷的遷移率，是正阻區(qū)。因此可得到器件的管芯等效電路及其電路符號，如圖2-61所示，圖中G1和C1是疇外的微分電導和靜態(tài)電容，Gd和Cd是穩(wěn)態(tài)疇的微分電導和靜態(tài)電容。利用小信號微擾理論可以求得(2-84)圖2-61轉(zhuǎn)移電子器件等效電路及其電路符號式中：μ1和μd分別為無疇區(qū)和偶極疇區(qū)的微分遷移率；L和Ld分別為器件有源區(qū)和偶極疇區(qū)的長度；ε為N型GaAs半導體材料介電常數(shù)；A為器件截面積。因μd<0，故有

Gd體現(xiàn)為負阻。由于μ1>>|μd|，抵消了L>>Ld的作用，因而可計算出負阻值比正阻值大幾十倍。又由于L>>Ld，因此C1<<Cd

。Y1可以忽略不計，總效果等效為一個負阻。體效應器件的封裝結(jié)構(gòu)和封裝效應與前述微波二極管類似，這里不再贅述。(2-85)

6.1微波二極管負阻振蕩器電路

將雪崩二極管、體效應二極管與同軸腔、波導腔、微帶線、鰭線等各種形式的諧振電路適當連接，通過它們的相互作用，把直流功率變換成射頻功率，從而構(gòu)成雪崩二極管和體效應二極管負阻振蕩器。

6.1.1負阻振蕩器的振蕩條件

二極管負阻振蕩器的等效電路如圖6-1(a)所示，圖中短路(或開路)雙線l等效微波諧振腔，變壓器表示微波阻抗變換器?？蓪D6-1(a)進一步簡化為圖6-1(b)所示的一般等效電路，從器件向外看去為負載輸入導納YL=GL+jBL，負阻器件的輸入導納表示為YD=－GD+jBD。圖6-1二極管負阻振蕩器(a)二極管負阻振蕩器等效電路；(b)負阻振蕩器原理圖微波二極管振蕩器是單端口負阻振蕩器，在穩(wěn)定狀態(tài)下應滿足YD+YL=0。

振幅平衡條件

－GD+GL=0 (6-1)

相位平衡條件

BD+BL=0 (6-2)

常用一個微波傳輸線阻抗變換器將GL變換到所需的GD值。BL為短路線在工作頻率下所呈現(xiàn)的電納值，振蕩時，BL=－BD。所以短路線的長度l可由下式求得:

即

式中：Y0為傳輸線特性導納，λg為傳輸線工作波長。

由于振蕩器通常工作在大信號狀態(tài)，負電導GD在起振后有所降低，為使振蕩器易于起振，因此設計時往往使負載電導GL略小于GD(一般取GD≈1.2GL)。因此負阻振蕩器的振蕩條件也可寫為(6-3) GD≥GL (6-4) BD=－BL (6-5)

圖6-2微波負阻二極管振蕩器等效電路圖6.1.2負阻振蕩器電路

下面我們介紹一些實用的負阻振蕩器電路，并運用前面學過的一般理論對它們作必要的分析。同時，介紹一些電子調(diào)諧電路振蕩器等相關(guān)知識。

1.微帶振蕩器

圖6-2(a)和圖6-2(b)為兩種體效應管微帶振蕩器電路圖。體效應管與微帶線并接，偏置通過微帶低通濾波器加入。圖6-2(a)中器件的右邊是一段長度為l的終端開路微帶線，它等效于一個電抗網(wǎng)絡，選擇線段長度在λg/4<l<λg/2范圍內(nèi)，以滿足振蕩的相位平衡條件。器件左邊的漸變微帶線起阻抗變換作用，使50Ω負載電阻變換成器件的負阻值。

圖6-2(b)中器件放置在一端，由一段長為l1的傳輸線和一段長為l2的開路分支線來實現(xiàn)諧振和與負載的匹配。圖6-2體效應管微帶振蕩器的兩種形式(a)半波長諧振器調(diào)諧的體效應管微帶振蕩器；(b)體效應管微帶振蕩器圖6-3為一種單片雪崩二極管振蕩器的電路圖。這里的雪崩二極管沒有封裝，管芯直接置于微帶腔內(nèi)。一段低阻抗微帶線作為諧振腔，它的一端通過交指型電容與負載相連，器件的另一邊是由一段λg/4終端開路微帶線構(gòu)成的直流偏置電路和射頻穩(wěn)定電路。圖6-3單片IMPATT振蕩器(a)電路圖；(b)腔的示意圖上面介紹的三種微帶型負阻振蕩器，都是屬于固定頻率的負阻振蕩器。圖6-4和圖6-5給出了變?nèi)莨苷{(diào)諧和YIG調(diào)諧的負阻振蕩器。

圖6-4(a)中，將變?nèi)莨艽釉隗w效應管和諧振線之間，稱為串接調(diào)諧。調(diào)節(jié)變?nèi)莨苌系碾妷焊淖兤浞雌Y(jié)電容，從而控制振蕩頻率，圖6-4(b)是其等效電路。圖6-4變?nèi)莨艽?lián)調(diào)諧的體效應管微帶振蕩器(a)電路結(jié)構(gòu)；(b)等效電路圖6-5中，體效應管和負載都通過耦合環(huán)與YIG小球耦合，上半環(huán)在yz平面上與器件相連，下半環(huán)在xz平面內(nèi)與負載相接，兩環(huán)平面互相垂直，兩者之間無耦合。小球在外界交變和直流電磁場的作用下，共振時使兩個環(huán)之間產(chǎn)生電磁能量的耦合，將振蕩能量傳送給負載。當改變直流場強H0，f0隨之改變，以此實現(xiàn)頻率調(diào)制。此振蕩器能在較寬的頻率范圍內(nèi)獲得線性較好的調(diào)頻振蕩。圖6-5

YIG調(diào)諧振蕩器及其等效電路(a)YIG調(diào)諧振蕩器；(b)等效電路上述的微帶型負阻振蕩器結(jié)構(gòu)簡單、加工方便，但是，微帶線損耗較大，振蕩回路的Q值又較低，使振蕩器的效率和頻率穩(wěn)定度都較低。通常采用同軸腔和波導腔實現(xiàn)高質(zhì)量的振蕩器。

2.同軸腔振蕩器

圖6-6(a)是一種常見的同軸腔振蕩器的結(jié)構(gòu)示意圖，其等效電路圖如圖6-6(b)所示。負阻器件接在同軸腔底部的散熱塊上，散熱塊和墻體其他部分用高頻旁路電容隔斷，以便直流偏壓從這里引入。負阻器件的電納利用終端短路的同軸線進行調(diào)諧，因此調(diào)節(jié)短路活塞可以改變振蕩頻率，振蕩功率通過耦合環(huán)耦合輸出。其振蕩條件如下：

若已知器件導納YD=－GD+jBD，G'L可通過改變耦合環(huán)的插入深度及方向來調(diào)節(jié)。選擇同軸線特性阻抗Z0=1/Y0，則同軸線長度可由式(6-6)求得。(6-6)圖6-6同軸腔振蕩器(a)結(jié)構(gòu)示意圖；(b)等效電路同軸腔振蕩器調(diào)諧范圍較寬，可達一個倍頻程以上；但電路損耗較大，頻率較高時結(jié)構(gòu)難以設計，一般只適用于厘米波段。同軸腔振蕩器頻率的調(diào)節(jié)也可以采用其他形式，如調(diào)諧螺釘。功率的耦合輸出有時也可以采用耦合探針。

圖6-7(a)表示變?nèi)荻O管調(diào)諧同軸腔轉(zhuǎn)移電子振蕩器的結(jié)構(gòu)示意圖。它在利用活塞進行機械調(diào)諧的同軸腔振蕩器中增加了一個分支，在這個分支的內(nèi)導體上串接一個變?nèi)荻O管，并通過環(huán)和同軸腔耦合。為了對轉(zhuǎn)移電子器件和變?nèi)荻O管分別加直流偏壓，在它們的管座和腔體之間通過高頻旁路電容隔斷。利用這一電路，若采用截止頻率fc=75GHz,

的變?nèi)荻O管，可以在X波段獲得600MHz的調(diào)諧范圍。其調(diào)諧特性如圖6-7(b)所示。圖6-7變?nèi)荻O管調(diào)諧同軸腔轉(zhuǎn)移電子振蕩器的結(jié)構(gòu)及調(diào)諧特性(a)變?nèi)荻O管調(diào)諧同軸腔轉(zhuǎn)移電子振蕩器結(jié)構(gòu)示意圖；(b)變?nèi)荻O管調(diào)諧同軸腔轉(zhuǎn)移電子振蕩器的調(diào)諧特性

3.波導腔振蕩器

波導腔通常比同軸腔具有較高的品質(zhì)因數(shù)，諧振回路的高品質(zhì)因數(shù)可以使振蕩器具有高的頻率穩(wěn)定度和好的噪聲性能，因此波導腔振蕩器得到了廣泛應用，并發(fā)展了多種形式。圖6-8所示為一種簡單波導腔振蕩器的結(jié)構(gòu)示意圖。諧振腔由λg/2長的矩形波導段構(gòu)成，工作在H101模式。負阻器件安裝在腔體上，管芯部分伸進腔內(nèi)，和電場平行，并處于電場的最大點。直流偏壓通過穿心電容引入，振蕩頻率利用金屬調(diào)諧棒進行調(diào)節(jié)。為了防止高頻能量通過調(diào)諧棒泄露出去，采用了有λ/4徑向短路線和同軸線組成的抗流結(jié)構(gòu)。振蕩功率通過耦合窗輸出。圖中所示的諧振腔也可以采用圓柱腔形式，調(diào)諧棒也可以采用介質(zhì)棒來實現(xiàn)。圖6-8波導腔振蕩器結(jié)構(gòu)示意圖圖6-9是一個同軸、波導結(jié)構(gòu)的振蕩器結(jié)構(gòu)示意圖。這是一個實用的毫米波轉(zhuǎn)移電子器件振蕩器，可以在W波段(65～115GHz)上連續(xù)地進行機械調(diào)諧，在射電天文中用做本地振蕩器。該振蕩器諧振腔由一段短路同軸線構(gòu)成，諧振腔長度可利用上下滑動的射頻扼流活塞進行調(diào)節(jié)，使諧振腔的諧振頻率在30～60GHz范圍內(nèi)變化，它是轉(zhuǎn)移電子器件的諧振電路，決定了振蕩器的基波頻率。由于電流振蕩是非正弦的，除了有正弦基波以外，還伴隨有高次諧波產(chǎn)生。為提供二次諧波，用圓盤徑向線阻抗變換器(或稱諧振帽電路)在二次諧波上實現(xiàn)二極管阻抗與輸出波導間的匹配，使二次諧波由輸出波導輸出。輸出波導采用截止頻率為59GHz的半高波導(2.54mm×0.63mm)和同軸腔相連接，然后通過錐形過渡到全高波導，在半高波導的一端還裝有調(diào)節(jié)輸出匹配的調(diào)諧活塞。振蕩器在工作頻帶內(nèi)(65～115GHz)，其連續(xù)波的最大輸出功率為13dBm(20mW)。圖6-9

65～115GHzTED振蕩器示意圖6.1.3固態(tài)微波功率合成技術(shù)

前面討論的雪崩二極管振蕩器和體效應二極管振蕩器都是單器件的微波固態(tài)源，它們的效率很低，雪崩二極管一般只有5％(40GHz時)，體效應管為3％(40GHz時)，輸出功率也不大。一般固態(tài)功率發(fā)射機的輸出功率要求幾十瓦，由于毫米波在大氣中傳播的衰減很大，而現(xiàn)有器件的水平離要求甚遠，因此毫米波功率合成技術(shù)成為當前迫切需要解決的實際問題。目前在Ka波段，應用功率合成技術(shù)，可獲得10W的連續(xù)波輸出功率；在W波段，峰值功率可達67W?？梢姽β屎铣墒且环N很有效的方法，所以國內(nèi)外都在大力研究毫米波功率合成技術(shù)。功率合成器屬于多器件振蕩器，采用不同的結(jié)構(gòu)將單管振蕩器組合，使各器件的功率疊加起來，而彼此之間又互相隔離，以此獲得較大的合成功率。近二十多年來，在微波特別是毫米波段，有很多功率合成的方法，綜合起來可分為四大類：芯片功率合成器、電路合成器、空間組合合成器以及這三者組合的合成器。其中以諧振腔式合成器應用較普遍，它適合于窄帶工作，上限頻率可達220GHz。而非諧振腔式的合成器適合在寬帶系統(tǒng)中工作，頻率可達40GHz。功率合成器的主要指標是輸出功率PC和效率ηC。它們與器件在腔內(nèi)的阻抗、場的耦合、腔的有載品質(zhì)因數(shù)、損耗等均有關(guān)系。

下面簡單介紹各種形式的功率合成器。

1.諧振腔式的功率合成器

1971年KuroKawa和Magalhaes提出了諧振腔合成器的設想，并由Hamilton成功地制作了毫米波功率合成器，它的結(jié)構(gòu)示意圖如圖6-10所示。在矩形諧振腔內(nèi)放置3M或2M個雪崩二極管，器件裝入同軸線內(nèi)。同軸線內(nèi)有匹配裝置和吸收負載，將它們垂直插入波導寬邊，矩形腔一端短路，另一端有電感膜片作為輸出窗口，同軸線應處于電場或磁場最強的位置，每個同軸線之間相距λg/2，距離腔的終端約為λg/4，諧振腔內(nèi)振蕩模式為TE10M。另一種形式的諧振腔為圓柱型功率合成器。1973年Harp和Stover提出了用圓柱形腔和器件組合構(gòu)成功率合成器，如圖6-11所示。雪崩二極管裝入同軸線內(nèi)，將其垂直插入圓柱腔內(nèi)，并均勻分布于圓腔周圍。腔內(nèi)振蕩模式為TM010，腔內(nèi)場與同軸線內(nèi)導體的磁耦合最強，器件正處于電場最強的地方，能產(chǎn)生最大的功率，合成后通過圓腔中心的圓棒耦合輸出。圖6-10矩形腔功率合成器結(jié)構(gòu)示意圖圖6-11圓柱形諧振腔功率合成器(a)單個同軸線組件及其與TM010腔的磁耦合；(b)TM010腔的剖面圖近年來圓柱諧振腔功率合成器有較大發(fā)展，它可應用于C、X、Ku和Ka波段，在Ka波段需用8只雪崩二極管，最大連續(xù)波的輸出功率可達10W，效率為9%～10％。

由上可見，諧振腔式合成器的優(yōu)點是合成效率較高，路程傳輸損耗??；尺寸較小，結(jié)構(gòu)緊湊；在二極管之間可加隔離裝置，避免了由于腔內(nèi)場的耦合而引起互阻抗的變化。

其缺點是工作頻帶窄(只有百分之幾)，二極管的數(shù)目受腔尺寸限制(頻率越高，腔尺寸越小)，且合成器的電調(diào)或機械調(diào)諧十分困難。

2.寬帶混合型功率合成器

圖6-12示出了多種形式的3dB混合型合成器。其中圖6-12(f)利用定向耦合器的特性，1、4端口是隔離的，信號從端口1輸入，傳輸至2、3端口，經(jīng)源1和源2將信號放大，反射波在端口4疊加后合成輸出。而反射至端口1的信號，因相位關(guān)系互相抵消，所以在端口4能獲得大的輸出功率。但合成功率對功率源之間的相位關(guān)系十分敏感，多個振蕩器之間的功率合成技術(shù)并不是簡單的功率疊加，電路設計和調(diào)整比較復雜。這種微帶型耦合器的損耗比波導腔大，故效率很低。圖6-12不同形式的3dB耦合器組成的合成器(a)兩路Wildinson合成器(b)3dB分支線耦合器(c)環(huán)型耦合器(d)波導短縫混合耦合器(e)介質(zhì)波導耦合器(f)3dB混合型功率合成器

3.芯片合成器

芯片合成器是由J.G.Josenhans于1968年提出的，他將微波器件的芯片并聯(lián)放在金剛石散熱片上，使熱阻很低，但電路上的器件芯片是串聯(lián)的，如圖6-13所示。根據(jù)這一原理制造了二極管陣，因而提高了可靠性。但是隨著頻率增高，當二極管陣的橫向尺寸能與波長相比擬時，由于每個二極管所處的電磁場強度不同，因而導致電路和陣之間的阻抗不匹配，應引起注意。最近Suzuki已經(jīng)研制出頻率為70GHz、輸出功率為380mW的二極管陣。圖6-13二極管陣的功率合成器

4.空間合成技術(shù)

空間功率合成的原理類似相控陣雷達，用于控制很多輻射元件之間的相位關(guān)系，使之在空間合成的功率最大。圖6-14是將脈沖IMPATT振蕩器集成在一塊由印刷電路板構(gòu)成的天線上，以此來組成空間合成器。天線陣有32個輻射元，其直徑為14cm。注入鎖定脈沖，雪崩二極管振蕩器將功率反饋至每一個正交的天線陣元。圖6-14

35GHz空間合成器示意圖

5.準光腔功率合成器

若在短毫米波段采用諧振腔式的合成器，結(jié)構(gòu)上將遇到很大的困難。1986年JamesW.Mink提出了用準光腔和單片振蕩源組成陣源，實現(xiàn)了固態(tài)毫米波功率合成器。其結(jié)構(gòu)示意圖如圖6-15所示。

諧振腔由兩個面板組成，面的大小依據(jù)工作波長而定。其中一個面是平面反射板，如圖6-15所示，在坐標Z=0處；另一個面是部分透射的曲面，在Z=D處。兩個反射面之間有一個陣源平面，它離反射平面的距離較近。每一陣源為雪崩二極管，也可用體效應管，它們與一對短的偶極子相連，并且嵌在一個平面上。這種結(jié)構(gòu)需采用集成電路制造工藝。圖6-15諧振腔及源的結(jié)構(gòu)圖理論上研究這種電磁振蕩較為復雜，每一個源之間有反饋耦合，并且它們由很多注入鎖定的信號分別激勵。合成功率的計算和分析是一個需要深入研究的課題。

準光腔功率合成器的效率比較高。據(jù)文獻報道，目前工作頻率為100GHz，準光腔內(nèi)的源為25(5×5)個時，輸出功率約300mW；源為49(7×7)個時，輸出功率約630mW；源為81(9×9)個時，功率可達800mW。

6.2微波晶體管振蕩器

微波晶體管振蕩器是微波、毫米波頻率較低端的一種主要的振蕩器，其分析和設計同樣可用S參數(shù)來論述，同時它也涉及器件的不穩(wěn)定性、微波有源網(wǎng)絡的阻抗匹配問題。在運用分析晶體管放大器時的某些概念和方法時，需注意振蕩器在起振時是小信號條件，而后穩(wěn)定于大信號狀態(tài)。6.2.1微波晶體管振蕩器的起振分析

對于微波晶體管振蕩器，可以采用慣用的反饋振蕩器分析方法，也可以利用微波網(wǎng)絡參數(shù)的特點，將其視為負阻振蕩器來分析。

1.反饋振蕩器的振蕩條件

反饋振蕩器電路框圖如圖6-16(a)所示。振蕩條件是先按晶體管功率放大器進行開環(huán)設計和調(diào)整，然后利用正反饋電路，把放大器輸出功率的一部分耦合到輸入端，只要大小和相位合適，就能產(chǎn)生和維持振蕩。其S參數(shù)等效網(wǎng)絡見圖6-16(b)。圖6-16反饋振蕩器示意圖(a)反饋振蕩器電路框圖；(b)S參數(shù)等效網(wǎng)絡

振蕩平衡條件為

或分別表示為幅值平衡與相位平衡條件，

式中：代表放大器的開環(huán)增益=1／L，L代表反饋網(wǎng)絡衰減。式(6-8)是在假設兩個端口都是匹配的條件下得出的。(6-7)(6-8)

2.負阻振蕩器的振蕩條件

根據(jù)第5章關(guān)于晶體管穩(wěn)定性的分析可知，當潛在不穩(wěn)定晶體管的一個端口具備一定的端接條件時，另一端口的輸入阻抗呈現(xiàn)負阻，等效為一個單端口的負阻器件。只要在該端口所接負載的正阻成分大于輸入阻抗中的負阻成分，放大器就不會自激。若要構(gòu)成晶體管振蕩器，則是相反的情況，起振條件如下：

當晶體管參數(shù)為|S11|<1，|S22|<1的情況，起振條件為

KS<1

|Γ1ΓS|>1或|Γ2ΓL|>1

(6-9)當晶體管參數(shù)為|S11|>1，|S22|>1的情況，起振條件可直接表示為

|S11|>1或|S22|>1

|Γ1ΓS|>1或|Γ2ΓL|>1

(6-10)

式中：Γ1、Γ2由晶體管的小信號S參數(shù)決定。

振蕩平衡條件為

Γ1ΓS=1或Γ2ΓL=1

(6-11)或表示為幅值平衡與相位平衡條件:

|Γ1ΓS|=1

∠Γ1+∠ΓS=2nπ

(n=0，1，2，…)

(6-12)

或

|Γ2ΓL|=1

∠Γ2+∠ΓL=2nπ(n=0，1，2，…)

(6-13)

式(6-11)、式(6-12)和式(6-13)中的Γ1、Γ2由晶體管的大信號S參數(shù)所決定。

以上輸入端口或輸出端口的振蕩條件可任取其一?？梢宰C明，假定一個端口滿足振蕩條件，則另一個端口必同時滿足振蕩條件。振蕩器本無所謂輸入端、輸出端之分，兩個端口皆可輸出功率。一般將接負載獲取功率的端口稱為輸出端口，而另一端口接無耗電納，稱為輸入端口。圖6-17負阻振蕩器電路框圖負阻振蕩器電路的框圖可用圖6-17來表示，圖中端口1-1接的無耗電納使得端口2-2呈現(xiàn)負阻，即某些ΓS導致|Γ2|>1，然后由輸出端口進行調(diào)諧和匹配，即實現(xiàn)|Γ2ΓL|>1。隨著振蕩幅度的增長，晶體管在大信號條件下的S參數(shù)變化，端口2-2的負阻呈減小趨勢，振蕩將穩(wěn)定于Γ2ΓL=1的狀態(tài)。圖6-17負阻振蕩器電路框圖實際中，端接電納是一個諧振回路，其Q值一定，故ΓS對應的源阻抗為ZS=RS+jXS。隨著振蕩幅度的增加，端口1對應的R1也增加，使得振蕩難以維持。因此，設計時應選擇RS=R1/3。

【例6-1】晶體管振蕩器設計實例。場效應管的S參數(shù)為S11=0.72∠-116°,S21=2.60∠76°,S12=0.03∠57°,S22=0.73∠54°；設計一個輸出頻率為4GHz的晶體管振蕩器。解：選用共柵極電路結(jié)構(gòu)，如圖6-18所示，源極輸出信號，端接負載，對應ГL;漏極反饋，接終端網(wǎng)絡，對應Гs。為了便于起振，需要增加晶體管的不穩(wěn)定性，在柵極串聯(lián)一個5nH的電感。組合后的S參數(shù)為S’11=2.18∠-35°，S’21=2.75∠96°，S’12=1.26∠18°，S’22=0.52∠155°。圖6-18共柵極振蕩器電路

圖6-19不穩(wěn)定區(qū)域選取Гs

由于|S11|=2.18>1,所以穩(wěn)定區(qū)域在圓內(nèi),不穩(wěn)定區(qū)域在圓外。在不穩(wěn)定區(qū)域選擇Гs有很大的自由度?，F(xiàn)在的選取原則是便于|Г1|取大值，采用試探法在遠離穩(wěn)定區(qū)域選取Гs=0.59∠-104°，如圖6-19所示。圖6-19不穩(wěn)定區(qū)域選取Гs

圖6-18共柵極振蕩器電路/nodedetailcontroller/visitnodedetail?courseId=222384406&knowledgeId=507704245

6.2.2微波晶體管介質(zhì)諧振器振蕩器

在微波晶體管振蕩器電路中，常采用低損耗、高Q值、溫度特性好的介質(zhì)諧振器，它可簡便地構(gòu)成多種形式的電路，又能起穩(wěn)頻作用。這種振蕩器稱為介質(zhì)諧振器穩(wěn)頻的晶體管振蕩器，簡稱為介質(zhì)穩(wěn)頻的晶體管振蕩器(DielectricResonantOscillator，DRO)。

介質(zhì)穩(wěn)頻的晶體管振蕩器大體上可分為兩種類型：

一種是耦合式，將介質(zhì)諧振器作為一無源穩(wěn)頻元件以適當方式與晶體管振蕩器耦合，因其高Q值而起穩(wěn)頻作用；

另一種是反饋式，介質(zhì)諧振器作為振蕩器的反饋網(wǎng)絡而產(chǎn)生振蕩。耦合式易于調(diào)整，但會出現(xiàn)跳模現(xiàn)象；反饋式的電路調(diào)整較復雜，但可克服跳?，F(xiàn)象。

圖6-18介質(zhì)諧振器與微帶線的耦合介質(zhì)諧振器工作于TE10模式，放置在微帶線的附近，依靠磁力線與微帶線耦合，可以等效為傳輸線上串聯(lián)了一個并聯(lián)諧振回路，如圖6-18所示。介質(zhì)諧振器與微帶線之間的距離d等效為變壓器的匝數(shù)比N。由傳輸線向諧振回路看去的等效串聯(lián)阻抗為

式中：Q=R/(ω0L)是諧振器的無載Q值，是諧振頻率，Δω=ω－ω0為工作頻帶。

定義諧振器與微帶線之間的耦合因子g是無載Q值和有載Qe值的比值，即(6-14)(6-15)

一般情況下，微帶線傳輸行波，RL=2Z0，是有源器件和負載的阻抗。

某些情況下，為了增加諧振器與微帶線的磁場耦合強度，把諧振器置于λ/4開路線處，此時RL=Z0，且耦合系數(shù)兩倍于式(6-15)給出的值。

由微帶線向諧振器看去的反射系數(shù)為(6-16)通過測量反射系數(shù)可得耦合系數(shù)為

也可以由測量得到諧振頻率和Q值，或者通過數(shù)值計算得到這些物理量。反射系數(shù)與N2R有關(guān)，N與R的大小可以折中調(diào)整，以保證電路參數(shù)不變。

(6-17)圖6-19介質(zhì)諧振器振蕩器(a)并聯(lián)反饋；(b)串聯(lián)反饋圖6-19是兩種基本的介質(zhì)諧振器振蕩器電路拓撲結(jié)構(gòu)。圖6-19(a)中的并聯(lián)電路通過諧振器的濾波作用把晶體管的一部分輸出功率反饋到輸入端，調(diào)整微帶線的長度可以控制反饋信號的相位。圖6-19(b)是串聯(lián)結(jié)構(gòu)電路，結(jié)構(gòu)簡單，調(diào)諧帶寬較小。

【例6-2】介質(zhì)諧振器振蕩器設計實例。

雙極結(jié)晶體管的S參數(shù)為

S11=1.8∠130°，S12=0.4∠45°，

S21=3.8∠36°，S22=0.7∠－63°

設計串聯(lián)反饋型振蕩器，確定介質(zhì)諧振器和微帶線之間的耦合系數(shù)，并確定輸出匹配電路。假定諧振器的無載Q值為1000，給出Γ2與Δf/f0的關(guān)系曲線。圖6-20介質(zhì)諧振器振蕩器設計實例解：

按照圖6-19(b)畫出振蕩器的電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖6-20所示。介質(zhì)諧振器置于λ/4終端開路線處，lr線段用來調(diào)整與ΓS的匹配。按照設計原理，應該畫出源端和負載端的穩(wěn)定圓，這里采用工程設計中常用的一種簡便設計方法：給出盡可能大的|Γ2|的ΓS值。

具體過程如下：

第一步，設計輸出回路。由圖6-20可得因此在1－S11ΓS=0的情況下，可以使|Γ2|最大。故取ΓS=0.6∠－130°，可求得Γ2=10.7∠132°，換算成阻抗Z2=(－43.7+j6.1)Ω。

按照前述，為了維持振蕩，取負載電阻為RL=－R2/3，考慮共軛匹配，即

采用并聯(lián)枝節(jié)把這個阻抗變?yōu)?0Ω。用圓圖求得lt=0.481λ，lS=0.307λ。第二步，設計輸入回路。

在諧振頻率時，諧振器處的等效阻抗為實數(shù)，對應的Γ'S的相角為0或π，諧振器與微帶線欠耦合，取Γ'S的相角為π，故傳輸線的變換關(guān)系為

可求得lr=0.431λ，并且計算諧振器處的等效阻抗Z'S=12.5Ω。由式(6-15)可以計算出耦合系數(shù)為

為了較直觀地分析振蕩器的穩(wěn)定性，可作出|Γ2|隨頻率偏移的變化曲線，如圖6-21所示?？梢钥闯觯航橘|(zhì)諧振器能提供很好的頻率穩(wěn)定性。圖6-21介質(zhì)諧振器振蕩器的|Γ2|與頻率偏移的關(guān)系圖6-22反饋式介質(zhì)穩(wěn)頻FET振蕩器圖6-22給出了反饋式介質(zhì)穩(wěn)頻FET振蕩器的微帶電路圖，晶體管輸出功率進入3dB分支線定向耦合器，有一半功率由端口3進入反饋網(wǎng)絡。圖6-22反饋式介質(zhì)穩(wěn)頻FET振蕩器介質(zhì)諧振器與兩根微帶線耦合，當振蕩頻率為介質(zhì)諧振頻率時，反饋能量，而當嚴重失諧時，反饋能量最小，等效于開路，所以，這里的介質(zhì)諧振器等效為串聯(lián)諧振電路。圖6-22反饋式介質(zhì)穩(wěn)頻FET振蕩器調(diào)節(jié)微帶線與介質(zhì)諧振器之間的耦合可以改變反饋量。附加一段傳輸線用于移相，改變其長度即可調(diào)節(jié)反饋相位。當滿足式(6-8)時，電路進行振蕩。圖6-22反饋式介質(zhì)穩(wěn)頻FET振蕩器與負阻二極管振蕩器類似，可以在諧振回路中引入變?nèi)莨軐崿F(xiàn)微波VCO，也可用YIG調(diào)諧來獲得寬帶的電調(diào)諧晶體管振蕩器。

6.3微波頻率合成器

頻率合成器是近代射頻/微波系統(tǒng)的主要信號源。跳頻電臺、捷變頻雷達、移動通信等核心無線系統(tǒng)都采用頻率合成器。即使點頻信號源用鎖相環(huán)實現(xiàn)，其頻率穩(wěn)定度和相位噪聲指標也比自由振蕩的信號指標好?，F(xiàn)代電子測量儀器的信號源都是頻率合成器。

廣闊的市場需求推動了頻率合成器技術(shù)的快速發(fā)展，各種新型頻率合成器和頻率合成方案不斷涌現(xiàn)，大量產(chǎn)品迅速達到成熟的階段。集成化、小型化是頻率合成器發(fā)展的主題。將一個高穩(wěn)定度和高精度的標準頻率信號經(jīng)過加、減、乘、除的四則算術(shù)運算，產(chǎn)生有相同穩(wěn)定度和精確度的大量離散頻率，這就是頻率合成技術(shù)。根據(jù)這個原理組成的電路單元或儀器稱為頻率合成器。雖然只要求對頻率進行算術(shù)運算，但是，由于需要大量有源和無源器件，使頻率合成系統(tǒng)相當復雜，因此這項技術(shù)一直發(fā)展緩慢。直到電子技術(shù)高度發(fā)達的今天，微處理器和大規(guī)模集成電路的大量使用，頻率合成技術(shù)才得以迅速發(fā)展，并得到廣泛的應用。6.3.1頻率合成器的重要指標

除了振蕩器基本指標，頻率合成器還有其他指標。

1.與頻率有關(guān)的指標

頻率穩(wěn)定度：與振蕩器的頻率穩(wěn)定度相同，包括時間頻率穩(wěn)定度和溫度頻率穩(wěn)定度。

頻率范圍：頻率合成器的工作頻率范圍，由整機工作頻率確定，輸出頻率與控制碼一一對應。

頻率間隔：輸出信號的頻率步進長度，可等步進或不等步進。

頻率轉(zhuǎn)換時間：頻率變換的時間，通常關(guān)心最高和最低頻率的變換時間，這是最長時間。

2.與功率有關(guān)的指標

輸出功率：振蕩器的輸出功率，通常用dBm表示。

功率波動：頻率范圍內(nèi)各個頻點的輸出功率最大偏差。

3.相位噪聲

相位噪聲是頻率合成器的一個極為重要的指標，與頻率合成器內(nèi)的每個元件都有關(guān)。降低相位噪聲是頻率合成器的主要設計任務。

4.其他

控制碼對應關(guān)系：指定控制碼與輸出頻率的對應關(guān)系。

電源：通常需要有兩組以上電源。6.3.2頻率合成器的基本原理

頻率合成器的實現(xiàn)方式有四種：直接式頻率合成器、鎖相環(huán)頻率合成器、直接數(shù)字式頻率合成器(DDS)、鎖相環(huán)(PLL)+DDS混合結(jié)構(gòu)。其中，第一種已很少使用，第二、三、四種都有廣泛的使用，要根據(jù)頻率合成器的使用場合、指標要求來確定使用哪種方案。下面分別簡單加以介紹。

1.直接式頻率合成器

直接式頻率合成器是早期的頻率合成器，基準信號通過脈沖形成電路產(chǎn)生諧波豐富的窄脈沖。經(jīng)過混頻、分頻、倍頻、濾波等進行頻率的變換和組合，產(chǎn)生大量離散頻率，最后取出所要頻率。

例如，為了從10MHz的晶體振蕩器獲得1.6kHz的標準信號，先將10MHz信號經(jīng)5次分頻后得到2MHz的標準信號，然后經(jīng)2次倍頻、5次分頻得到800kHz標準信號，再經(jīng)

5次分頻和100次分頻就可得到1.6kHz標準信號。同理，如果想獲得標準的59.5MHz信號，除經(jīng)倍頻外，還將經(jīng)兩次混頻、濾波。直接式頻率合成器的優(yōu)點是頻率轉(zhuǎn)換時間短，并能產(chǎn)生任意小數(shù)值的頻率步進。但是它也存在缺點，用這種方法合成的頻率范圍將受到限制。更重要的是，由于采用了大量的倍頻、混頻、分頻、濾波等電路，給頻率合成器帶來了龐大的體積和重量，而且輸出的諧波、噪聲和寄生頻率均難以抑制。

2.鎖相環(huán)頻率合成器

鎖相環(huán)頻率合成器是利用鎖相環(huán)路(PLL)實現(xiàn)頻率合成的方法，壓控振蕩器輸出的信號與基準信號比較、調(diào)整，最后輸出所要求的頻率，這是一種間接頻率合成器。

1)基本原理

鎖相環(huán)頻率合成器的基本原理如圖6-23所示。壓控振蕩器的輸出信號與基準信號的諧波在鑒相器里進行相位比較，當振蕩頻率調(diào)整到接近于基準信號的某次諧波頻率時，環(huán)路就能自動地把振蕩頻率鎖到這個諧波頻率上。這種頻率合成器的最大優(yōu)點是電路簡單，指標也可以做得較高。由于它利用基準信號的諧波頻率fR作為參考頻率，故要求壓控振蕩器的精度必須在±0.5fR內(nèi)，如超出這個范圍，就會錯誤地鎖定在鄰近的諧波上，因此，選擇頻道較為困難。此外，對調(diào)諧機構(gòu)的性能要求也較高，倍頻次數(shù)越多，分辨力就越差，所以這種方法提供的頻道數(shù)是有限的。圖6-23鎖相環(huán)頻率合成器

2)數(shù)字式頻率合成器

數(shù)字式頻率合成器是鎖相環(huán)頻率合成器的一種改進形式，它在鎖相環(huán)路中插入了一個可變分頻器，如圖6-24所示。這種頻率合成器采用了數(shù)字控制的部件，壓控振蕩器的輸出信號進行N次分頻后再與基準信號相位進行比較，壓控振蕩器的輸出頻率由分頻比N決定。當環(huán)路鎖定時，壓控振蕩器的輸出頻率與基準頻率的關(guān)系是f=NfR，從這個關(guān)系式可以看出，數(shù)字式頻率合成器是一種數(shù)字控制的鎖相壓控振蕩器，其輸出頻率是基準頻率的整數(shù)倍。通過控制邏輯來改變分頻比N，壓控振蕩器的輸出頻率將被控制在不同的頻率上。圖6-24數(shù)字式頻率合成器例如，基準頻率fR＝1kHz，控制可變分頻比N取50000～40001，則壓控振蕩器的輸出頻率將為500.00～400.01kHz(頻率間隔為10Hz)。因此，數(shù)字式頻率合成器可以通過可變分頻器分頻比N的設計，提供頻率間隔小的大量離散頻率。這種頻率合成法的主要優(yōu)點是鎖相環(huán)路相當于一個窄帶跟蹤濾波器，具有良好的窄帶跟蹤濾波特性和抑制輸入信號的寄生干擾的能力，節(jié)省了大量濾波器，有利于集成化、小型化；有很好的長期穩(wěn)定性，從而使數(shù)字式頻率合成器有高質(zhì)量的信號輸出。因此，數(shù)字鎖相合成法已獲得越來越廣泛的應用。

3.直接數(shù)字式頻率合成器

直接數(shù)字式頻率合成技術(shù)(DDS)是從相位概念出發(fā)，直接合成所需要波形的一種新的頻率合成技術(shù)。近年來，隨著技術(shù)和器件水平的不斷發(fā)展，DDS技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，它在相對帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時間、相位連續(xù)性、正交輸出、高分辨率以及集成化等一系列性能指標方面已遠遠超過了傳統(tǒng)的頻率合成技術(shù)，是目前運用最廣泛的頻率合成方法之一。

DDS以有別于其他頻率合成方法的優(yōu)越性能和特點成為現(xiàn)代頻率合成技術(shù)中的佼佼者。具體體現(xiàn)在相對帶寬寬、頻率轉(zhuǎn)換時間短、頻率分辨率高、輸出相位連續(xù)、可產(chǎn)生寬帶

正交信號及其他多種調(diào)制信號、可編程和全數(shù)字化、控制靈活方便等方面，并具有極高的性價比。

1)DDS的工作原理

實現(xiàn)直接數(shù)字式頻率合成(DDS)的辦法是用一通用計算機或微計算機求解一個數(shù)字遞推關(guān)系式，也可以在查問的表格上存儲正弦波值?，F(xiàn)代微電子技術(shù)的進展，已使DDS能夠工作在高約10MHz的頻率上。這種頻率合成器的體積小、功耗低，并可以實現(xiàn)幾乎是實時的、相位連續(xù)的頻率變換，能給出非常高的頻率分辨力，產(chǎn)生頻率和相位可控制的正弦波。電路一般包括基準時鐘、頻率累加器、相位累加器、幅度/相位轉(zhuǎn)換電路、D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器。

DDS的結(jié)構(gòu)有很多種，其基本的電路原理可用圖6-25來表示，其中圖6-25(a)是圖6-25(b)的簡化形式。圖6-25

DDS基本結(jié)構(gòu)圖6-25(a)中，相位累加器由N位加法器與N位累加寄存器級聯(lián)構(gòu)成。每來一個時鐘脈沖fS，加法器將控制字k與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加，把相加后的結(jié)果送到累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端，以使加法器在下一個時鐘脈沖的作用下