通信電子線路 課件 第4章 高頻功率放大器

第4章高頻功率放大器4.1概述4.2諧振功率放大器工作原理.4.3諧振功率放大器的折線近似分析法4.4諧振功率放大器實際電路4.5倍頻器

【應用背景】

高頻功率放大器一般用于無線電發(fā)射機的末級(如圖4-1所示的陰影框圖)，其作用是將調制器輸出的高頻已調波信號進行功率放大，以滿足發(fā)送功率的要求，然后經過天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內的接收機可以接收到滿意的信號電平，并且不干擾相鄰信道的通信。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送裝置的重要組件。

圖4-1高頻功率放大器應用示例

4.1概述

4.1.1高頻功率放大器的分類高頻功率放大器按工作頻帶的寬窄，可分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器。窄帶高頻功率放大器以LC諧振回路作為負載，因此又稱為諧振功率放大器。寬帶高頻功率放大器以傳輸線變壓器作為負載，因此又稱為非諧振功率放大器。

4.1.2高頻功率放大器的特點

高頻功率放大器和低頻功率放大器的相同點是都要求輸出功率大和效率高。但由于二者的工作頻率和相對頻帶寬度相差很大，這就決定了高頻功率放大器具有自己的特點。首

先高頻功率放大器的工作頻率高，而低頻功率放大器的工作頻率低。其次，高頻功率放大器一般都采用選頻網絡作為負載回路(又稱為諧振功率放大器)，而低頻功率放大器用電阻、變壓器等作為負載。

由于以上特點，使得這兩種放大器所選用的工作狀態(tài)也不相同：低頻功率放大器可以工作于甲類(A類)、甲乙類和乙類(B類)狀態(tài)，而高頻功率放大器則一般都工作于丙類(C類)狀態(tài)。丙類放大器雖然效率較高，但其電流波形失真太大，低頻功率放大器無法使用，而高頻功率放大器因有諧振回路的濾波功能，使輸出電流與電壓仍然接近于正弦波，失真較小。

高頻功率放大器與高頻小信號諧振放大器的相同點是工作頻率都很高，負載均是諧振回路。但二者也有較大的差異，高頻小信號諧振放大器輸入信號很小(微伏級或毫伏級)，高頻功率放大器的輸入信號要大得多。高頻小信號諧振放大器的性能要求側重于能不失真地放大有用信號，而對其輸出功率和效率的要求相對降低。而對高頻功率放大器來說，則要求有高的輸出功率和高的效率。高頻小信號放大器的工作狀態(tài)為甲類，而高頻功率放大器則為丙類。另外，這兩種放大器負載回路的選頻作用不同，高頻小信號諧振放大器是利用選頻回路濾除大量的干擾信號，選出有用信號，高頻功率放大器卻是利用選頻回路來選出信號的基波分量，濾除諧波分量。

4.2諧振功率放大器工作原理

4.2.1諧振功率放大器電路組成高頻諧振功率放大器的原理電路如圖4-2所示。負載LC諧振回路的諧振頻率為輸入信號頻率，其作用分別是：一是濾波作用，選取集電極電流中的基波分量，濾除諧波分量;二是阻抗匹配作用，當輸出匹配時，可保證放大器輸出最大功率。

圖4-2諧振功率放大器的原理電路

4.2.2諧振功率放大器工作原理

為了討論方便，圖4-3畫出了丙類狀態(tài)的諧振功率放大器工作情況。圖中已知三極管轉移特性曲線iC=f(uBE)，其導通電壓為UBZ。設功率放大器輸入端電壓ub=Ubmcosωt，則輸入回路發(fā)射結電壓為

圖4-3諧振功率放大器丙類工作狀態(tài)工作情況

諧振功率放大器各部分電流與電壓波形的時間關系如圖4-4所示。圖4-4-諧振功率放大器各部分電流與電壓波形

4.2.3丙類工作狀態(tài)效率高的原因

諧振功率放大器大多工作于丙類工作狀態(tài)，這是因為丙類效率高。由“低頻電路”課程知道，放大器可以按照電流導通角2θ的數(shù)值不同，分為甲、乙、丙三類工作狀態(tài)。放大器

工作于哪一種狀態(tài)，決定于基極偏置電壓EB、晶體管的導通電壓UBZ(硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V)和被放大信號的幅度。下面利用晶體管的轉移特性iC~uBE關系曲線來說明。

當EB?UBZ時，由圖4-5可見圖4-5晶體管的甲類和甲乙類工作狀態(tài)

當EB=UBZ時，由圖4-6可見，晶體管工作在乙類狀態(tài)，電流導通角2θ=180°。圖4-6晶體管的乙類工作狀態(tài)

當EB<UBZ時，由圖4-7可見，晶體管工作在丙類狀態(tài)，電流導通角2θ<180°。圖4-7晶體管的丙類工作狀態(tài)

另外，為了進一步提高效率，必須設法減小消耗在集電極上的耗散功率Pc?？梢宰C明晶體三極管的集電極耗散功率為

可見，要減小Pc就必須做到：

①當晶體管內有較大iC時，要盡量減小這一期間的uCE;

②當uCE較大時，要盡量減小這期間的iC;

③盡量減小iC和uCE都不為零的時間，即減小積分區(qū)間。

晶體管在甲、乙、丙類三種工作狀態(tài)時的集電結電壓和集電極電流波形如圖4-8所示。圖4-8甲、乙、丙三種工作狀態(tài)時的集電結電壓和集電極電流波形

4.2.4-諧振功率放大器的性能指標分析

諧振功率放大器的重要性能指標是功率與效率。其中，功率包括輸出功率、直流電源供給功率與耗散功率。

1.輸出功率Po

由于負載回路輸出基波電壓，因此輸出功率是指輸送給負載回路的基波信號功率。其計算方法為

式中，Ucm為負載回路兩端基波電壓的振幅;Ic1m為晶體管集電極基波電流的振幅。

2.直流電源供給功率PE

直流電源供給的直流功率計算方法為

式中，IC0為晶體管集電極電流平均分量。

3.耗散功率Pc

諧振功率放大器是一種能量轉換機構，它將直流電源供給的功率轉換成為交流輸出功率。在這種能量轉換的過程中，必然會有一部分功率以熱能的形式消耗在集電極上，即集電極耗散功率，其計算方法為

4.效率ηc

為了說明晶體管放大器將直流電源供給的功率轉換成為交流輸出功率的能力，用集電極效率ηc衡量，其定義為

由式(4-6)、式(4-7)和式(4-9)可得到

式中，ξ=Ucm/EC為集電結電壓利用系數(shù);g1(θ)=Ic1m/IC0為波形系數(shù)。由式(4-10)可見，ξ和g1(θ)越大，效率ηc越高。g1(θ)是電流導通角θ的函數(shù)，它們的關系如圖4-9所示。由圖可見，θ越小，g1(θ)越大，則效率ηc越高。

圖4-9g1(θ)與θ的關系

各類功率放大器的理想效率可以通過式(4-10)分析得到。假設在理想情況下，集電結電壓利用系數(shù)ξ=1，則甲類功率放大器(θ=180°)的理想效率為

乙類功率放大器(θ=90°)的理想效率為

丙類功率放大器(θ=60°)的理想效率為

通過以上分析，進一步證明：晶體管的導通角越小，功率放大器的效率越高。

4.3諧振功率放大器的折線近似分析法

4.3.1晶體管特性曲線的折線化(理想化)為了能求出諧振功率放大器的輸出功率Po、電源供給功率PE、集電極效率ηc和集電極負載電阻RP，關鍵在于先求出集電極電流iC的直流分量IC0與基頻分量振幅Ic1m。這就需要求出集電極電流iC脈沖波的表達式，進而求出其各項分量值。

求解非線性電路，常用的方法是折線近似分析法。這種方法的步驟是：

①將電子器件的特性曲線理想化，每一條特性曲線用一條或幾條直線組成的折線來代替;

②用簡單的數(shù)學解析式來代表折線化了的電子器件曲線;

③通過解方程來求解有關電量。

在折線法中主要使用晶體管的兩組靜態(tài)特性曲線：轉移特性曲線和輸出特性曲線。圖4-10為晶體管的靜態(tài)轉移特性曲線，其折線化后，可用與橫軸相交的截距為UBZ的一條直線來表示，UBZ為導通電壓。圖4-10晶體管的靜態(tài)轉移特性曲線及其折線化

圖4-11(a)表示晶體管的實際輸出特性曲線。圖4-11(b)為折線化的輸出特性曲線，它是用臨界飽和線和一組等間隔的水平線來逼近輸出特性曲線，其中，臨界飽和線是一條與以uBE或iB為參變量的各條特性曲線的飽和轉折點相連接的直線，其斜率用gcr表示。圖4-11晶體管的輸出特性曲線及其折線化

4.3.2集電極余弦電流脈沖的分解

1.由折線化的轉移特性曲線求iC表達式

把晶體管特性曲線折線化后，當放大器輸入激勵電壓為余弦波時，利用作圖方法，可以在折線化的轉移特性上求出集電極電流的波形，如圖4-12所示。集電極電流脈沖波形的主要參量是脈沖高度icmax與導通角θ。也就是說，已知這兩個值，脈沖的形狀就唯一確定了。

圖4-12由折線化后的轉移特性曲線求集電極電流的波形

1)求導通角θ

當三極管的導通角等于θ時，輸入信號的大小為Ubmcosθ，由圖4-12可知，其與基極偏置電壓EB和導通電壓UBZ的關系為

則得到θ的求解方法為

由式(4-11)可見，導通角θ與輸入信號的大小Ubm、基極偏置電壓EB和導通電壓UBZ有關。

2)求集電極電流iC的表達式

由如圖4-13所示的集電極電流尖頂余弦脈沖可知，圖中，Icm表示將該余弦脈沖電流延長到半個周期時所呈現(xiàn)的高度，其值與尖頂余弦脈沖高度icmax之間的關系可以表示為

因此集電極電流脈沖在|ωt-2kπ|<θ范圍可以表示為

2.求集電極電流iC中各分量的幅度

n次諧波分量振幅為

式中，α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)分別稱為直流分量電流分解系數(shù)、基波分量電流分解系數(shù)和n次諧波分量電流分解系數(shù)，它們都是導通角θ的函數(shù)。

綜上所述，iC的各分量表達式只包括兩部分：一是脈沖高度icmax;二是各電流分量的分解系數(shù)。α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)等電流分量分解系數(shù)可以通過本書的附錄二用查表的形式找到它們在不同θ值時的精確數(shù)值。

3.功率放大器最佳導通角

圖4-14表示了α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)、g1(θ)與θ的關系曲線。圖4-14-余弦脈沖分解系數(shù)與波形系與θ的關系曲線

4.3.3諧振功率放大器的動態(tài)線

諧振功率放大器要獲得較高的輸出功率和效率，除了上節(jié)所討論的要正確選擇電流導通角θ外，還必須合理地選擇晶體管的集電極負載。因此，在討論負載阻抗對放大器工作性能影響之前，先討論功率放大器交流負載線，即動態(tài)線。所謂動態(tài)線，是指在輸入信號激勵下集電極交流電流和交流電壓的關系曲線。

當ωt=θ時，則圖4-15丙類諧振功率放大器的動態(tài)線

4.3.4-RP、EC、Ubm、EB對諧振功率放大器性能的影響

1.諧振功率放大器的三種工作狀態(tài)

諧振功率放大器根據(jù)導通期間所經歷的工作區(qū)域不同，可分為三個工作狀態(tài)，即欠壓、臨界和過壓工作狀態(tài)。

假設UCES為晶體管飽和管壓降，如圖4-15所示。那么，滿足EC-Ucm>UCES稱為欠壓狀態(tài);滿足EC-Ucm=UCES，稱為臨界狀態(tài);滿足EC-Ucm<UCES，稱為過壓狀態(tài)。

根據(jù)三種工作狀態(tài)的定義，請讀者分析如圖4-15所示的動態(tài)線CAB是什么工作狀態(tài)。

2.負載特性

負載特性是指當EC、EB、Ubm一定時，功率放大器性能隨負載RP變化的特性。

1)RP變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響

圖4-16給出了對應于各種不同負載阻抗值的動態(tài)特性曲線以及相應的集電極電流脈沖波形。圖4-16RP對功率放大器工作狀態(tài)的影響

2)RP變化對功率放大器的電流、電壓的影響

仔細觀察圖4-16，當RP逐漸增大時，工作狀態(tài)從欠壓區(qū)至臨界區(qū)的變化過程中，集電極電流脈沖的高度icmax及電流導通角θ基本不變，而由于IC0與Ic1m都是icmax及θ的函數(shù)，因此在欠壓區(qū)內的IC0與Ic1m幾乎維持常數(shù)，僅隨RP的增加而略有下降。在進入過壓區(qū)后，iC電流脈沖開始凹陷，而且凹陷程度隨著RP的增大而急劇加深，致使IC0與Ic1m也急劇下降。綜上可以定性地畫出如圖4-17(a)所示的IC0、Ic1m隨RP變化的曲線，再根據(jù)Ucm=Ic1mRP，得到Ucm隨RP而變化的曲線。圖4-17負載特性曲線

通過負載特性的討論，可以將三種工作狀態(tài)的優(yōu)缺點歸納如下：

(1)臨界狀態(tài)的優(yōu)點是輸出功率Po最大，效率ηc較高，是最佳工作狀態(tài)。這種工作狀態(tài)主要用于發(fā)射機的末級功放，以獲得盡可能大的輸出功率。

(2)過壓狀態(tài)的優(yōu)點是當負載阻抗RP變化時，輸出電壓Ucm變化平穩(wěn)，在弱過壓時，效率ηc可達最高，只是輸出功率有所下降。它常用于需要維持輸出電壓比較穩(wěn)定的場合，如發(fā)射機的中間放大級。集電極調幅也工作于這種狀態(tài)，這將在后續(xù)章節(jié)討論。

(3)欠壓狀態(tài)的輸出功率與效率都比較低，而且集電極耗散功率大，輸出電壓又不穩(wěn)定。因此一般功率放大器中很少采用。但在某些場合下，如基極調幅，則需采用這種工作狀態(tài)，這也將在后續(xù)加以討論。

3.集電極調制特性

集電極調制特性是指RP、EB、Ubm一定時，功率放大器性能隨EC變化的特性。這種特性一般應用于集電極調幅電路中。

1)EC變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響

由于RP、EB、Ubm一定，則負載線斜率近似不變，且uBEmax=EB+Ubm不變。當EC變化時，靜態(tài)工作點即Q點的位置將發(fā)生變化，負載線將近似左右平行移動。

例如，假設功率放大器原工作于臨界狀態(tài)(如圖4-18中動態(tài)線②所示，電源為EC2，靜態(tài)工作點為Q2)，當EC2增至為EC3時，靜態(tài)工作點向右平移至Q3，則負載線向右平行移動，放大器進入欠壓區(qū)(如圖4-18中動態(tài)線③所示);反之，當EC2減小至EC1時，靜態(tài)工作點向左平移至Q1，則負載線向左平行移動，功率放大器進入過壓區(qū)(如圖4-18中動態(tài)線①所示)。

圖4-18EC變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響

2)EC變化對集電極電流和集電結電壓的影響

由圖4-18可見，當功率放大器工作在欠壓區(qū)時，集電極電流為尖頂余弦脈沖，隨著EC由大減小，工作狀態(tài)進入臨界時，脈沖高度略有減小，使得IC0、Ic1m也略有減小，近似認為保持不變，因此，Ucm也近似不變。當功率放大器工作在過壓區(qū)時，集電極電流為凹陷脈沖，隨著EC減小，過壓工作程度加深，脈沖高度降低，凹陷也越深，使得IC0、Ic1m迅速減小，Ucm也迅速減小，并且Ucm與EC幾乎成線性關系。根據(jù)上述分析，定性得到EC變化對集電極電流和集電結電壓的影響，如圖4-19所示。

圖4-19EC變化對集電極電流和集電結電壓的影響

4.放大特性

放大特性是指當RP、EB、EC一定時，功率放大器性能隨Ubm變化的特性。

1)Ubm變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響

當保持RP、EB、EC不變時，負載線的斜率近似不變，負載線也不左右平移。由于uBEmax=EB+Ubm，那么當Ubm變化時，uBEmax隨之發(fā)生變化，Ubm變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響如圖4-20所示。假設功率放大器原來工作于臨界狀態(tài)，對應的發(fā)射結電壓最大值為uBEmax，那么隨著Ubm增大至Ubm1，則uBEmax增大至uBEmax1，輸出特性曲線將向上移動，此時功率放大器進入到過壓狀態(tài);反之，當Ubm減小時，發(fā)射結電壓最大值將減小為uBEmax2，即輸出特性曲線向下移動，功率放大器進入欠壓狀態(tài)。

2)Ubm變化對集電極電流和集電結電壓的影響

由圖4-20可見，在欠壓區(qū)與臨界線之間，隨著Ubm的減小，集電極電流脈沖幅度減小，則電流IC0、IC1m和相應的Ucm也隨之減小。而進入過壓狀態(tài)后，由于電流脈沖出現(xiàn)凹陷，隨

著Ubm增加時，雖然脈沖幅度增加，但電流的凹陷程度也增大，故IC0、Ic1m和相應的Ucm的增加很緩慢，近似不變。Ubm變化對集電極電流和集電結電壓的影響如圖4-21所示。

圖4-20Ubm變化對功率放大器工作狀態(tài)的影響圖4-21Ubm變化對集電極電流和集電結電壓的影響

由此可見，若要求改變Ubm能有效控制Ucm的變化，實現(xiàn)線性放大功能，則應選擇在功率放大器的欠壓區(qū)。若要求Ubm變化時Ucm盡可能保持不變，可作為限幅器，則Ubm應選擇在功率放大器的過壓區(qū)。

5.基極調制特性

基極調制特性是指當RP、Ubm、EC一定時，功率放大器性能隨EB變化的特性。由uBEmax=EB+Ubm可知，增加Ubm與增大EB是等效的，二者都會使uBEmax產生同樣的變化。因此，電流IC0、Ic1m和相應的Ucm隨EB的變化與隨Ubm的變化的曲線是類似的，如圖4-22所示?？梢?，在欠壓區(qū)，EB與Ubm近似成線性關系。

圖4-22EB變化對集電極電流和集電結電壓的影響

4.4

諧振功率放大器實際電路4.4.1直流饋電電路

1.饋電電路的組成原則下面以集電極饋電為例，介紹饋電電路的組成原則，其結果同樣適用于基極饋電電路。對于集電極電路，由于電路中的電流是脈沖形狀，它包含直流電流IC0、基波電流ic1和諧波電流icn等各種頻率成分。所以，為了保證電路大的輸出功率、高效率，要求集電極饋電電路對直流分量IC0、基波電流ic1和諧波電流icn應呈現(xiàn)不同的阻抗，這就形成了集電極饋電電路的組成原則：

(1)對IC0等效：IC0是產生功率的源泉，要求管外電路對IC0應短路，以保證EC全部加到集電極上。這樣，既可避免管外電路消耗電源功率，又可充分利用EC。等效電路如圖4-23(a)所示。

(2)對ic1等效：基波電流ic1應通過負載回路，以產生輸出基波電壓uc和所需要的高頻輸出功率。因此，為了盡可能不消耗高頻基波信號能量，除調諧回路外，各部分對基波ic1都應該是短路。等效電路如圖4-23(b)所示。

(3)對icn等效：高頻諧波分量icn是多余的“副產品”，不應該被它消耗電源功率，應設法濾除。因此要求管外電路對icn盡量呈現(xiàn)短路狀況。等效電路如圖4-23(c)所示。

圖4-23集電極電路對不同頻率電流的等效電路

2.集電極饋電電路

圖4-24

集電極饋電電路

2)并聯(lián)饋電電路

所謂并聯(lián)饋電電路，就是將晶體管、負載回路和直流電源三部分并聯(lián)起來。集電極并聯(lián)饋電電路如圖4-24(b)所示。圖中，LC是高頻扼流圈，CC1是高頻旁路電容，CC2是高頻耦合電容。圖4-24(b)是否符合饋電電路的組成原則?請讀者自行分析。

3.基極饋電電路

基極饋電電路也有串饋和并饋之分?；鶚O串饋是指輸入信號源、偏置電壓、晶體管發(fā)射結三者串聯(lián)連接的一種形式。若三者并聯(lián)則為基極并饋。

1)基極串饋

基極串饋電路如圖4-25(a)所示。圖中，CB為高頻旁路電容。由圖可見基極電流直流分量IB0和基波分量ib1的等效流通回路不一樣，符合饋電原則。

2)基極并饋

基極并饋電路如圖4-25所示(b)所示。圖中，CB1為高頻耦合電容，CB2為高頻旁路電容，LB為高頻扼流圈。由圖可見基極電流直流分量IB0和基波分量ib1的等效流通回路不一樣，符合饋電原則。

圖4-25基極饋電電路

4.基極偏壓電路

在丙類諧振功率放大器中基極偏壓EB可以為小于導通電壓的正偏壓或負偏壓或零偏壓。在實際應用中，EB用外加獨立偏置電源是不方便的，通常是通過偏置電路得到。

EB的正偏壓是通過電源分壓得到，如圖4-26所示。圖4-26(a)和圖4-26(b)中正電源EC通過R1和R2的分壓得到所需的正偏壓給基極。需要注意的是，分壓電阻值應適當取大些，以減少分壓電路功耗。

圖4-26分壓偏置電路

EB的負偏壓和零偏壓無法通過正電源分壓得到，而是通過自給偏置電路得到，如圖4-27所示。圖4-27(a)中NPN管的基極直流電流IB0由下而上流過電阻RB，產生下正上負的電壓通過LB加至發(fā)射結上，為晶體管提供所需的負偏壓。圖4-27(b)中發(fā)射極直流