《數字系統(tǒng)與邏輯設計》課件第9章

第9章數/模與模/數轉換電路9.1數/模轉換和模/數轉換概述9.2

D/A轉換器9.3

A/D轉換器 9.1數/模轉換和模/數轉換概述

9.1.1數字系統(tǒng)框圖一個典型的數字控制系統(tǒng)如圖9－1－1所示。圖9－1－1典型的數字控制系統(tǒng)

在圖9－1－1中，A/D轉換器是模擬量輸入和模擬量輸出通路中的核心部件。在實際控制系統(tǒng)中，非電物理量需要由傳感器把它們轉換成模擬電流或電壓信號后，才能加到A/D轉換器轉換成數字量。

一般來說，傳感器的輸出信號只有微伏或毫伏級，需要采用高輸入阻抗的運算放大器將這些微弱的信號放大到一定的幅度，有時候還要進行信號濾波，去掉各種干擾和噪聲，保留所需要的有用信號。送入A/D轉換器的信號大小與A/D轉換器的輸入范圍不一致時，還需進行信號預處理。在數字控制系統(tǒng)中，若測量的模擬信號有幾路或幾十路，考慮到控制系統(tǒng)的成本，可采用多路開關對被測信號進行切換，使各種信號共用一個A/D轉換器。多路切換的方法有兩種：一種是外加多路模擬開關，如AD7501、AD7503、CD4097、CD4052等；另一種是選用內部帶多路轉換開關的A/D轉換器，如ADC0809等。

若模擬信號變化較快，為了保證模/數轉換的正確性，還需要使用采樣保持器。

在輸出通道，對那些需要用模擬信號驅動的執(zhí)行機構，由計算機將經過運算決策后確定的控制量(數字量)送D/A轉換器，轉換成模擬量以驅動執(zhí)行機構動作，完成控制過程。9.1.2模/數轉換器(ADC)的主要性能參數

1.分辨率

分辨率表明A/D對模擬信號的分辨能力，由它確定能被A/D辨別的最小模擬量變化。一般來說，A/D轉換器的位數越多，其分辨率越高。實際A/D轉換器的分辨率通常為8、10、12、16位等。

2.量化誤差

量化誤差是在A/D轉換中由于整量化產生的固有誤差。量化誤差在±1/2LSB(最低有效位)之間。

例如,一個8位的A/D轉換器，它把輸入電壓信號分成28=256層，若它的量程為0~5V，那么，量化單位q為

q正好是A/D輸出的數字量中最低位LSB=1時所對應的電壓值。量化誤差的絕對值是轉換器的分辨率和滿量程范圍的函數。

3.轉換時間

轉換時間是A/D完成一次轉換所需要的時間。一般轉換速度越快越好，常見有高速(轉換時間小于1μs)、中速(轉換時間小于1ms)和低速(轉換時間小于1s)等。

4.絕對精度

對于A/D轉換器，絕對精度指的是對應于一個給定量，A/D轉換器的誤差，其誤差大小由實際模擬量輸入值與理論值之差來度量。

5.相對精度

對于A/D轉換器，相對精度指的是滿度值校準以后，任一數字輸出所對應的實際模擬輸入值(中間值)與理論值(中間值)之差。例如，對于一個8位0~+5V的A/D轉換器，如果其相對誤差為1LSB，則其絕對誤差為19.5mV，相對誤差為0.39%。9.1.3數/模轉換器(DAC)的主要性能參數

1.轉換精度

D/A轉換器的轉換精度通常用分辨率和轉換誤差來描述。

1)分辨率

分辨率是指D/A轉換器模擬輸出電壓可能被分離的等級數。

輸入數字量位數越多，輸出電壓可分離的等級越多，即分辨率越高。在實際應用中，往往用輸入數字量的位數表示D/A轉換器的分辨率。此外，D/A轉換器也可以用能分辨的最小輸出電壓(此時輸入的數字代碼只有最低有效位為1，其余各位都是0)與最大輸出電壓(此時輸入的數字代碼各有效位全為1)之比給出。n位D/A轉換器的分辨率可表示為。它表示D/A轉換器在理論上可以達到的精度。

2)轉換誤差

轉換誤差的來源很多，如轉換器中各元件參數值的誤差、基準電源不夠穩(wěn)定和運算放大器的零漂的影響等。

D/A轉換器的絕對誤差(或絕對精度)是指輸入端加入最大數字量(全1)時，D/A轉換器的理論值與實際值之差。該誤差值應低于LSB/2。

例如，一個8位的D/A轉換器，對應最大數字量(FFH)的模擬理論輸出值為所以實際值不應超過

2.線性誤差

D/A的實際轉換值偏離理想轉換特性的最大偏差與滿量程之間的百分比稱為線性誤差。

3.轉換速度

D/A轉換器的轉換速度通常用建立時間和轉換速率來描述。

1)建立時間(tset)

建立時間是指輸入數字量變化時，輸出電壓變化到相應穩(wěn)定電壓值所需的時間。它一般用D/A轉換器輸入的數字量從全0變?yōu)槿?時，輸出電壓達到規(guī)定的誤差范圍(±LSB/2)時所需的時間來表示。D/A轉換器的建立時間較快，單片集成D/A轉換器的建立時間最短可達0.1μs以內。

2)轉換速率(SR)

轉換速率是指大信號工作狀態(tài)下模擬電壓的變化率。

4.溫度系數(溫度靈敏度)

溫度系數是指在輸入不變的情況下，輸出模擬電壓隨溫度變化產生的變化量。一般用滿刻度輸出條件下溫度每升高1℃，輸出電壓變化的百分數作為溫度系數。一般D/A轉換器的溫度靈敏度為±50×10-6/℃。

5.輸出電平

不同型號的D/A轉換器的輸出電平相差較大，一般為5V~10V，有的高壓輸出型的輸出電平高達24V~30V。9.1.4DAC與ADC的分類

DAC與ADC的分類如圖9－1－2所示。圖9－1－2DAC與ADC的分類9.2.1

D/A轉換器的基本原理

一個十進制數按照二進制數的按權展開式可以寫成：其中，dn-1,dn-2,…,d1,d0為二進制各位的系數，而2n-1,2n-2,…,21,20表示各位二進制的權。一般來說，一個數字量可以用二進制代碼按數位組合表示，對于有權碼，每位代碼都有一定的權，如果將每1位的代碼按其權的大小轉換成相應的模擬量，然后將這些模擬量相加，即可得到與數字量成正比的總模擬量，從而實現了數字—模擬轉換。這就是構成D/A轉換器的基本思路。電壓輸出型D/A轉換器的功能框圖如圖9－2－1所示，D0～Dn-1是輸入的n位二進制數，uo是與輸入二進制數成比例的輸出電壓。圖9－2－2所示是一個輸入為3位二進制數時D/A轉換器的轉換特性，它具體而形象地反映了D/A轉換器的基本功能。9.2

D/A轉換器圖9－2－1D/A轉換器的功能框圖圖9－2－2

3位D/A轉換器的轉換特性9.2.2權電阻網絡D/A轉換器

權電阻網絡D/A轉換器的基本原理圖如圖9－2－3所示。這是一個4位權電阻網絡D/A轉換器。它由權電阻網絡電子模擬開關和放大器組成。圖9－2－3權電阻網絡D/A轉換器的基本原理圖該電阻網絡的電阻值是按4位二進制數的位權大小來取值的，位權最低位的電阻值最高(23R)，位權最高位的電阻值最低(20R)，位權從低位到高位電阻值依次減半。S0、S1、S2和S3為4個電子模擬開關，其狀態(tài)分別受輸入代碼D0、D1、D2和D34個數字信號控制。輸入代碼Di為1時開關Si連到1端，連接到參考電壓UREF上，此時有一支路電流Ii流向放大器的A節(jié)點。Di為0時開關Si連到0端直接接地，節(jié)點A處無電流流入。運算放大器為一反饋求和放大器，此處我們將它近似看做理想運放，有AU=∞，iI=0，RO=0，當接成深度負反饋時，有U+=U-=0，因此我們可得到流入節(jié)點A的總電流為將上述結論推廣到n位權電阻網絡D/A轉換器，輸出電壓的公式可寫成：Dn范圍為0~2n-1,權電阻網絡D/A轉換器的優(yōu)點是電路簡單，電阻使用量少，轉換原理容易掌握；其缺點是所用電阻依次相差一半，當需要轉換的位數越多時，電阻差別就越大，在集成制造工藝上就越難以實現。為了克服這個缺點，通常采用T形或倒T形電阻網絡D/A轉換器。9.2.3倒T形電阻網絡D/A轉換器

倒T形電阻網絡D/A轉換器是目前較為常用的DAC。它采用R和2R兩種電阻構成電阻網絡，根據逐級分流傳遞原理和疊加原理實現數/模轉換。4位倒T形電阻網絡D/A轉換器的原理圖如圖9－2－4所示。S0、S1、S2和S3為4個電子模擬開關，R-2R電阻解碼網絡呈倒T形，運算放大器A構成求和電路。Si由輸入數碼Di控制，當Di=1時，Si接運放反相輸入端(“虛地”)，Ii流入求和電路；當Di=0時，Si將電阻2R接地。無論模擬開關Si處于何種位置，與Si相連的2R電阻均等效接“地”(地或虛地)。這樣流經2R電阻的電流與開關位置無關，為確定值。圖9－2－4倒T形電阻網絡D/A轉換器的原理圖分析R-2R電阻解碼網絡不難發(fā)現，從每個接點向左看的二端網絡等效電阻均為R，流入每個2R電阻的電流從高位到低位按2的整倍數遞減。設由基準電壓源提供的總電流為I(I=UREF/R)，則流過各開關支路(從右到左)的電流分別為I/2、I/4、I/8和I/16。于是可得總電流)2(2)2222(30413223140iiiREFREFDRUDDDDRUi.×=+++=?=?輸出電壓

將輸入數字量擴展到位，可得n位倒T形電阻網絡D/A轉換器輸出模擬量與輸入數字量之間的一般關系式如下：

要使D/A轉換器具有較高的精度，對電路中的參數有以下要求：

（1）基準電壓穩(wěn)定性好；

（2）倒T形電阻網絡中R和2R電阻的比值精度要高；

（3）每個模擬開關的開關電壓降要相等。為實現電流從高位到低位按2的整倍數遞減，模擬開關的導通電阻也相應地按2的整倍數遞增。

由于在倒T形電阻網絡D/A轉換器中，各支路電流直接流入運算放大器的輸入端，它們之間不存在傳輸上的時間差。電路的這一特點不僅提高了轉換速度，而且也減少了動態(tài)過程中輸出端可能出現的尖脈沖。它是目前廣泛使用的D/A轉換器中速度較快的一種。常用的CMOS開關倒T形電阻網絡D/A轉換器的集成電路有AD7520（10位）、DAC1210（12位）和AK7546（16位高精度）等。9.2.4權電流型D/A轉換器

盡管倒T形電阻網絡D/A轉換器具有較高的轉換速度，但由于電路中存在模擬開關電壓降，當流過各支路的電流稍有變化時，就會產生轉換誤差。為進一步提高D/A轉換器的轉換精度，可采用權電流型D/A轉換器。

1.原理電路

權電流型D/A轉換器的原理電路如圖9－2－5所示。這組恒流源從高位到低位電流的大小依次為I/2、I/4、I/8、I/16。圖9－2－5權電流型D/A轉換器的原理電路當輸入數字量的某一位代碼Di=1時，開關Si接運算放大器的反相輸入端，相應的權電流流入求和電路；當Di=0時，開關Si接地。分析該電路可得出

采用了恒流源電路之后，各支路權電流的大小均不受開關導通電阻和壓降的影響，這就降低了對開關電路的要求，提高了轉換精度。

2.采用具有電流負反饋的BJT恒流源電路的權電流D/A轉換器

為了消除因各BJT發(fā)射極電壓UBE的不一致性對D/A轉換器精度的影響，圖9－2－6中V3～V0均采用了多發(fā)射極晶體管，其發(fā)射極個數是8、4、2、1，即V3～V0發(fā)射極面積之比為8∶4∶2∶1。這樣，在各BJT電流比值為8∶4∶2∶1的情況下，V3～V0的發(fā)射極電流密度相等，可使各發(fā)射結電壓UBE相同。由于V3～V0的基極電壓相同，所以它們的發(fā)射極E3、E2、E1、E0就為等電位點。在計算各支路電流時將它們等效連接后，可看出倒T形電阻網絡與圖9－2－6中的工作狀態(tài)完全相同，流入每個2R電阻的電流從高位到低位依次減少1/2，各支路中電流分配比例滿足8∶4∶2∶1的要求。圖9－2－6權電流D/A轉換器的實際電路

基準電流IREF產生電路由運算放大器A2、R1、Vr、R和-UEE組成，A2和R1、Vr的cb結組成電壓并聯負反饋電路，以穩(wěn)定輸出電壓，即Vr的基極電壓。Vr的cb結、電阻R到-UEE為反饋電路的負載，由于電路處于深度負反饋，根據虛短的原理，其基準電流為

由倒T形電阻網絡分析可知，IE3=IREF/2，IE2=IREF/4，IE1=I

REF/8，IE0=IREF/16，于是可得輸出電壓為可推得n位倒T形權電流D/A轉換器的輸出電壓為(9－2－1)

該電路的特點為，基準電流僅與基準電壓UREF和電阻R1有關，而與BJT、R、2R電阻無關。這樣，電路降低了對BJT參數及R、2R取值的要求，對于集成化十分有利。由于在這種權電流D/A轉換器中采用了高速電子開關，因此電路還具有較高的轉換速度。采用這種權電流型D/A轉換電路生產的單片集成D/A轉換器有AD1408、DAC0806、DAC0808等。這些器件都采用雙極型工藝制作，工作速度較高。

3.權電流型D/A轉換器應用舉例

圖9－2－7是權電流型D/A轉換器DAC0808的電路結構框圖，圖中D0～D7是8位二進制數字量輸入端。圖9－2－7權電流型D/A轉換器DAC0808的電路結構框圖

Io是求和電流的輸出端。UREF+和UREF-接基準電流發(fā)生電路中運算放大器的反相輸入端和同相輸入端。COMP供外接補償電容之用。UCC和UEE為正負電源輸入端。

用DAC0808這類器件構成的D/A轉換器時需要外接運算放大器和產生基準電流用的電阻R1，如圖9－2－8所示。

在UREF=10V、R1=5kΩ、RF=5kΩ的情況下，根據式(9－2－1)可知輸出電壓為當輸入的數字量在全0和全1之間變化時，輸出模擬電壓的變化范圍為0～9.96V。圖9－2－8

DAC0808D/A轉換器的典型應用9.2.5常用集成D/A轉換器簡介

1.引腳功能

DAC0832的邏輯功能框圖和引腳圖如圖9－2－9所示。各引腳的功能說明如下：

IOUT2

：DAC電流輸出2，IOUT1+IOUT2=常數。

RFB

：反饋電阻。

Vref

：參考電壓輸入，可在+10V～－10V之間選擇。

VCC

：數字部分的電源輸入端，可在+5V～+15V范圍內選取，+15V時為最佳工作狀態(tài)。

AGND：模擬地。

DGND：數字地。圖9－2－9

DAC0832的邏輯功能框圖和引腳圖

2.工作方式

1)雙緩沖方式

DAC0832包含輸入寄存器和DAC寄存器兩個數字寄存器，因此稱為雙緩沖,即數據在進入倒T形電阻網絡之前，必須過兩個獨立控制的寄存器。這對使用者是非常有利的：首先，在一個系統(tǒng)中，任何一個DAC都可以同時保留兩組數據;其次，雙緩沖允許在系統(tǒng)中使用任何數目的DAC。

2.工作方式

(1)雙緩沖方式

DAC0832包含輸入寄存器和DAC寄存器兩個數字寄存器，因此稱為雙緩沖。即數據在進入倒T型電阻網絡之前，必須過兩個獨立控制的寄存器。這對使用者是非常有利的：首先，在一個系統(tǒng)中，任何一個DAC都可以同時保留兩組數據，其次，雙緩沖允許在系統(tǒng)中使用任何數目的DAC。圖9－2－10

DAC0832的三種工作方式 9.3

A/D轉換器

9.3.1

A/D轉換的基本原理

1.一般步驟

在A/D轉換器中，因為輸入的模擬信號在時間上是連續(xù)量，而輸出的數字信號代碼是離散量，所以進行轉換時必須在一系列選定的瞬間(亦即時間坐標軸上的一些規(guī)定點上)對輸入的模擬信號取樣，然后再把這些取樣值轉換為輸出的數字量。因此，一般的A/D轉換過程是通過取樣、量化和編碼這三個步驟完成的。

2.取樣定理

根據奈奎斯特定理，在進行模擬/數字信號的轉換過程中，當采樣頻率fs大于信號中最高頻率fmax的2倍時，采樣之后的數字信號完整地保留了原始信號中的信息，一般實際應用中保證采樣頻率為信號最高頻率的5～10倍。如圖9－3－1所示，用取樣信號us表示模擬信號uI，必須滿足：

fs≥2fImax

式中fs為取樣頻率，fImax為輸入信號uI的最高頻率分量的頻率。圖9－3－1模擬量到數字量的轉換過程在滿足取樣定理的條件下，可以用一個低通濾波器將信號us還原為uI，這個低通濾波器的電壓傳輸系數|A(f)|在低于fImax的范圍內應保持不變，而在fs-fImax以前應迅速下降為零，如圖9－3－2所示。因此，取樣定理規(guī)定了A/D轉換的頻率下限。圖9－3－2取樣由于每次把取樣電壓轉換為相應的數字量都需要一定的時間，所以在每次取樣以后，必須把取樣電壓保持一段時間。可見，進行A/D轉換時所用的輸入電壓，實際上是每次取樣結束時的uI值。

3.量化和編碼

我們知道，數字信號不僅在時間上是離散的，而且在數值上的變化也不是連續(xù)的。這就是說，任何一個數字量的大小，都是以某個最小數量單位的整倍數來表示的。因此，在用數字量表示取樣電壓時，也必須把它化成這個最小數量單位的整倍數，這個轉化過程就叫做量化。所規(guī)定的最小數量單位叫做量化單位，用Δ表示。顯然，數字信號最低有效位中的1表示的數量大小就等于Δ。把量化的數值用二進制代碼表示，稱為編碼。這個二進制代碼就是A/D轉換的輸出信號。既然模擬電壓是連續(xù)的，那么它就不一定能被Δ整除，因而不可避免地會引入誤差，我們把這種誤差稱為量化誤差。在把模擬信號劃分為不同的量化等級時，用不同的劃分方法可以得到不同的量化誤差。

假定需要把0～+1V的模擬電壓信號轉換成3位二進制代碼，這時便可以取Δ=(1/8)V，并規(guī)定凡數值在0～(1/8)V之間的模擬電壓都當做0×Δ看待，用二進制的000表示；凡數值在(1/8)V～(2/8)V之間的模擬電壓都當做1×Δ看待，用二進制的001表示;……如圖9－3－3(a)所示。不難看出，最大的量化誤差可達Δ，即(1/8)V。圖9－3－3劃分量化電平的兩種方法為了減小量化誤差，通常采用圖9－3－3(b)所示的劃分方法，取量化單位Δ=(2/15)V，并將000代碼所對應的模擬電壓規(guī)定為0～(1/15)V，即0～Δ/2。這時，最大量化誤差將減小為Δ/2=(1/15)V。這個道理不難理解，因為現在把每個二進制代碼所代表的模擬電壓值規(guī)定為它所對應的模擬電壓范圍的中點，所以最大的量化誤差自然就縮小為Δ/2了。9.3.2取樣－保持電路

1.電路組成及工作原理

如圖9－3－4所示，N溝道MOS管V作為取樣開關用。

當控制信號uL為高電平時，V導通，輸入信號uI經電阻Ri和V向電容Ch充電。若取Ri=RF，則充電結束后uo=-ui=uC。

當控制信號返回低電平，V截止。由于Ch無放電回路，所以uo的數值被保存下來。

圖9－3－4所示取樣－保持電路的缺點是,取樣過程中需要通過Ri和V向Ch充電，所以使取樣速度受到了限制。同時，Ri的數值又不允許取得很小，否則會進一步降低取樣電路的輸入電阻。圖9－3－4取樣－保持電路的基本形式

2.改進電路及其工作原理

圖9－3－5是單片集成取樣－保持電路LE198的電路原理圖及符號，它是一個經過改進的取樣－保持電路。圖中A1、A2是兩個運算放大器，S是電子開關，L是開關的驅動電路，當邏輯輸入uL為高電平時，S閉和；uL為低電平時，S斷開。

當S閉合時，A1、A2均工作在單位增益的電壓跟隨器狀態(tài)，所以u

o=uo′=ui。如果將電容Ch接到R2的引出端和地之間，則電容上的電壓也等于ui。當uL返回低電平以后，雖然S斷開了，但由于Ch上的電壓不變，所以輸出電壓uo的數值得以保持下來。圖9－3－5單片集成取樣－保持電路LE198的電路原理圖及符號在S再次閉合以前的這段時間里，如果ui發(fā)生變化，uo′可能變化非常大，甚至會超過開關電路所能承受的電壓，因此需要增加VD1和VD2構成保護電路。當uo′比uo所保持的電壓高(或低)一個二極管的壓降時，VD1(或VD2)導通，從而將uo′限制在ui+uD以內。而在開關S閉合的情況下，uo′和uo相等，故VD1和VD2均不導通，保護電路不起作用。9.3.3并行比較型A/D轉換器

3位并行比較型A/D轉換器的原理電路如圖9－3－6所示，它由電壓比較器、寄存器和代碼轉換器三部分組成。圖9－3－6

3位并行比較型A/D轉換器的原理電路表9－3－13位并行ADC量化編碼表并行A/D轉換器具有如下特點：

(1)由于轉換是并行的，其轉換時間只受比較器、觸發(fā)器和編碼電路延遲時間限制，因此轉換速度最快。

(2)隨著分辨率的提高，元件數目要按幾何級數增加。一個n位轉換器，所用的比較器個數為2n-1，如8位的并行A/D轉換器就需要2n-1=28-1=255個比較器。由于位數愈多，電路愈復雜，因此制成分辨率較高的集成并行A/D轉換器是比較困難的。

(3)使用這種含有寄存器的并行A/D轉換電路時，可以不用附加取樣－保持電路，因為比較器和寄存器這兩部分也兼有取樣－保持功能,這也是該電路的一個優(yōu)點。9.3.4逐次比較型A/D轉換器

逐次比較型A/D轉換器就是將輸入模擬信號與不同的參考電壓做多次比較，使轉換所得的數字量在數值上逐次逼近輸入模擬量的對應值。

采用逐次逼近法的A/D轉換器由一個比較器、D/A轉換器、緩沖寄存器及控制邏輯電路組成，如圖9－3－7所示。圖9－3－7逐次逼近法A/D轉換器逐次逼近法的轉換過程是：初始化時將逐次逼近寄存器各位清零；轉換開始時，先將逐次逼近寄存器最高位置1，送入D/A轉換器，經D/A轉換后生成的模擬量uo送入比較器，與送入比較器的待轉換的模擬量ui進行比較，若uo<ui，該位1被保留，否則被清除。然后再置逐次逼近寄存器次高位為1，將寄存器中新的數字量送D/A轉換器，輸出的uo再與ui比較，若uo<ui，該位1被保留，否則被清除。重復此過程，直至逼近寄存器最低位。轉換結束后，將逐次逼近寄存器中的數字量送入緩沖寄存器，得到數字量的輸出。逐次逼近的操作過程是在一個控制電路的控制下進行的。9.3.5常用集成A/D轉換器簡介

A/D轉換器ADC0809是一種普遍使用且成本較低的、由National半導體公司生產的CMOS材料轉換器。它具有8個模擬量輸入通道，可在程序控制下對任意通道進行A/D轉換，得到8位二進制數字量。其主要技術指標如下：

①電源電壓：5V。

②分辨率：8位。

③時鐘頻率：640kHz。

④轉換時間：100μs。

⑤未經調整誤差：1/2LSB和1LSB。

⑥模擬量輸入電壓范圍：0~5V。

⑦功耗：15mW。圖9－3－8

ADC0809的內部結構圖圖9－3－8中ADC0809內部各單元的功能如下：

(1)通道選擇開關:

8選1模擬開關，實現分時采樣8路模擬信號。

(2)通道地址鎖存和譯碼:通過ADDA、ADDB、ADDC三個地址選擇端及譯碼作用控制通道選擇開關。

(3)逐次逼近A/D轉換器:包括比較器、8位開關樹型D/A轉換器及逐次逼近寄存器。轉換的數據從逐次逼近寄存器傳送到8位鎖存器后經三態(tài)門輸出。

(4)8位鎖存器和三態(tài)門:當輸入允許信號OE有效時，打開三態(tài)門，將鎖存器中的數字量經數據總線送到CPU。由于ADC0809具有三態(tài)輸出，因而數據線可直接掛在CPU數據總線上。圖9－3－9

ADC0809引腳圖圖9－3－9給出了ADC0809轉換器的引腳圖，各引腳功能如下：

IN0~IN7：8路模擬輸入通道。

D0~D7：8位數字量輸出端。

START：啟動轉換命令輸入端，由1→0時啟動A/D轉換，要求信號寬度大于100ns。

OE：輸出使能端，高電平有效。

ADDA、ADDB、ADDC：地址輸入線，用于選通8路模擬輸入中的一路進入A/D轉換。其中ADDA是LSB位，這三個引腳上所加電平的編碼為000~111，分別對應IN0~IN7。例如，當ADDC=0，ADDB=1，ADDA=1時，選中IN3通道。

ALE：地址鎖存允許信號,用于將ADDA~ADDC三條地址線送入地址鎖存器中。

EOC：轉換結束信號輸出。轉換完成時，EOC的正跳變可用于向CPU申請中斷，其高電平也可供CPU查詢。

CLK：時鐘脈沖輸入端，要求時鐘頻率不高于640kHz。

REF(+)、REF(－)：基準電壓，一般與微機接口時，REF(－)接0V或-5V，REF(+)[JP]接+5V或0V。

ADC0809的接口設計需考慮的問題如下：

(1)DDA、ADDB、ADDC三端可直接連接到CPU地址總線A0、A1、A2三端，但此種方法占用的I/O口地址多。每一個模擬