通信對(duì)抗原理(馮小平)全書第8章

第8章對(duì)特殊通信系統(tǒng)的對(duì)抗技術(shù)8.1概述8.2擴(kuò)頻通信系統(tǒng)及其特點(diǎn)8.3直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)對(duì)抗技術(shù)8.4跳頻通信系統(tǒng)對(duì)抗技術(shù)8.5通信鏈路對(duì)抗技術(shù)8.6通信網(wǎng)對(duì)抗技術(shù)習(xí)題

8.1概述

信息化戰(zhàn)爭(zhēng)和數(shù)字化軍隊(duì)不僅使通信對(duì)抗的作戰(zhàn)環(huán)境發(fā)生了根本性的變化，而且使通信對(duì)抗的作戰(zhàn)對(duì)象和內(nèi)容也發(fā)生了根本性的變化。早期的通信對(duì)抗一般是在陸、海、空三軍戰(zhàn)術(shù)通信的范圍內(nèi)進(jìn)行，僅僅針對(duì)通信信道和傳輸鏈路而言，其實(shí)質(zhì)是敵對(duì)雙方為爭(zhēng)奪無(wú)線電信號(hào)頻譜控制權(quán)展開的電磁斗爭(zhēng)，作戰(zhàn)對(duì)象是點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的通信信道(鏈路)信號(hào)。進(jìn)入20世紀(jì)90年代，隨著各種低截獲概率通信體制的出現(xiàn)和廣泛應(yīng)用，以及通信網(wǎng)絡(luò)化技術(shù)的成熟，為適應(yīng)網(wǎng)絡(luò)中心戰(zhàn)的戰(zhàn)場(chǎng)透明、信息暢通并及時(shí)地流向任何需要信息數(shù)據(jù)的個(gè)人和裝備的需要，在戰(zhàn)場(chǎng)上出現(xiàn)了一種把包括敵我識(shí)別、衛(wèi)星導(dǎo)航、遙測(cè)遙控和雷達(dá)等非通信的軍用信息系統(tǒng)在內(nèi)的各種信息裝備、作戰(zhàn)平臺(tái)，以及指揮官和普通士兵利用計(jì)算機(jī)和通信網(wǎng)連接成一個(gè)無(wú)縫隙的戰(zhàn)場(chǎng)電子信息網(wǎng)絡(luò)——C4ISR系統(tǒng)。

C4ISR系統(tǒng)在實(shí)戰(zhàn)中的應(yīng)用，極大地提高了奪取戰(zhàn)場(chǎng)信息優(yōu)勢(shì)和各軍兵種與各類平臺(tái)的聯(lián)合作戰(zhàn)能力，是名副其實(shí)的兵力倍增器。為實(shí)現(xiàn)對(duì)C4ISR系統(tǒng)的有效對(duì)抗，破壞或降低各軍用信息系統(tǒng)的作戰(zhàn)能力是其重要的途徑之一，而斬?cái)嘣撓到y(tǒng)的紐帶——通信網(wǎng)，更是一個(gè)高效能的措施。因此，本章擬對(duì)現(xiàn)代通信網(wǎng)中最常用的低截獲概率通信體制(如擴(kuò)頻通信、數(shù)據(jù)鏈通信、通信網(wǎng)等)的對(duì)抗技術(shù)進(jìn)行討論，重點(diǎn)是擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的對(duì)抗。擴(kuò)頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)是指待傳輸信息的頻譜用某個(gè)特定的擴(kuò)頻函數(shù)擴(kuò)展后成為寬頻帶信號(hào)，送入信道中傳輸，再利用相應(yīng)手段將其壓縮，從而獲取傳輸信息的通信系統(tǒng)。按照其工作方式可以分為直接序列擴(kuò)頻、跳頻擴(kuò)頻(FHSS)、跳時(shí)擴(kuò)頻(THSS)，以及以上三種基本擴(kuò)頻方式的結(jié)合。跳頻擴(kuò)頻通信采用某種形式的偽隨機(jī)碼，使其發(fā)射頻率在約定的某個(gè)頻率集中高速跳變，給通信對(duì)抗系統(tǒng)截獲和分析帶來(lái)極大的困難，導(dǎo)致通信對(duì)抗系統(tǒng)截獲概率下降甚至不能截獲。直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中，利用高速率的偽隨機(jī)(PN)序列對(duì)低速率的信息序列進(jìn)行擴(kuò)頻調(diào)制，然后進(jìn)行載波調(diào)制，得到擴(kuò)頻調(diào)制的寬帶射頻信號(hào)。擴(kuò)頻調(diào)制使擴(kuò)頻發(fā)射信號(hào)的帶寬增加、功率譜密度降低，直至被噪聲所淹沒(méi)，使偵察干擾機(jī)難以截獲它的發(fā)射信號(hào)。如何有效的截獲和干擾這兩種擴(kuò)頻信號(hào)己成為通信對(duì)抗領(lǐng)域迫切解決的難題。8.2擴(kuò)頻通信系統(tǒng)及其特點(diǎn)

本節(jié)簡(jiǎn)單介紹幾種擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的基本特點(diǎn)，其詳細(xì)的討論請(qǐng)參考相關(guān)的書籍和資料。8.2.1直接序列擴(kuò)頻(DSSS)在直接序列擴(kuò)頻(DSSS)通信系統(tǒng)中，利用高速率的偽隨機(jī)(PN)序列對(duì)低速率的信息序列進(jìn)行相乘(模2加)，然后進(jìn)行載波調(diào)制，得到擴(kuò)頻調(diào)制的寬帶射頻信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的組成原理如圖8.2-1所示。在接收端，接收到的擴(kuò)頻信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻放大后，用與發(fā)送端同步的偽隨機(jī)碼序列對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，將寬帶擴(kuò)頻信號(hào)恢復(fù)為窄帶中頻信號(hào)，然后再進(jìn)行解調(diào)，得到信息碼序列。圖8.2-1直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的組成原理直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的頻譜變化過(guò)程如圖8.2-2所示。由圖8.2-2可知，DSSS通信系統(tǒng)有很強(qiáng)的抗干擾能力。圖8.2-2(d)是接收到的信號(hào)和噪聲、窄帶干擾信號(hào)譜的示意圖。在解擴(kuò)前，窄帶干擾信號(hào)的譜比信號(hào)窄，但是電平比信號(hào)高。解擴(kuò)后，窄帶干擾信號(hào)的能量被擴(kuò)散到整個(gè)擴(kuò)頻帶寬中，其電平明顯降低，而噪聲電平基本不變。信號(hào)在解擴(kuò)后，能量集中到窄帶(解調(diào)器帶寬)內(nèi)部。于是只有落入解調(diào)器濾波器帶寬內(nèi)部的干擾和噪聲能量才會(huì)影響通信性能，因此，它可以很好的抑制窄帶干擾。

DSSS通信系統(tǒng)可以采用的載波調(diào)制方式有BPSK、MSK、QPSK、TFM等，其中以相位調(diào)制方式應(yīng)用最多。圖8.2-2直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的頻譜變化過(guò)程

DSSS通信系統(tǒng)經(jīng)過(guò)擴(kuò)頻/解擴(kuò)處理，系統(tǒng)性能得到顯著改善。這種改善通常用擴(kuò)頻處理增益描述。擴(kuò)頻處理增益定義為接收端相關(guān)處理器輸出與輸入信噪比的比值,即(8.2-1)設(shè)擴(kuò)頻序列碼速率為fc，擴(kuò)頻信號(hào)采用BPSK調(diào)制，擴(kuò)頻信號(hào)帶寬為Bc=2fc，擴(kuò)頻偽隨機(jī)碼長(zhǎng)度為Nc，信息碼速率為fa，如果不采用擴(kuò)頻調(diào)制，則相應(yīng)的信息帶寬為Ba=2fa。DSSS擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益為(8.2-2)可見，DSSS通信系統(tǒng)的處理增益是擴(kuò)頻序列碼速率和信息碼速率的比值，或者擴(kuò)頻信號(hào)帶寬與信息帶寬的比值，其變化范圍約為15～50dB。通信偵察系統(tǒng)最關(guān)心的DSSS擴(kuò)頻系統(tǒng)的參數(shù)包括：擴(kuò)頻偽碼速率、擴(kuò)頻偽碼序列碼、擴(kuò)頻信號(hào)帶寬、信息碼帶寬、調(diào)制方式等。8.2.2跳頻擴(kuò)頻(FHSS)跳頻擴(kuò)頻(FHSS)通信系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)的載波頻率按照一定的規(guī)律隨機(jī)跳變，可以看成是一種特殊的多進(jìn)制頻移鍵控信號(hào)。其系統(tǒng)組成如圖8.2-3所示。圖8.2-3跳頻通信系統(tǒng)的組成跳頻通信系統(tǒng)的基本原理是：在發(fā)送設(shè)備中，利用偽隨機(jī)碼控制發(fā)射頻率合成器的頻率，使發(fā)射信號(hào)的頻率按照通信雙方事先約定好的協(xié)議(跳頻圖案)進(jìn)行隨機(jī)跳變。在接收端，接收機(jī)混頻器的本振也是按照相同的規(guī)律跳變，如果接收頻率合成器的頻率和發(fā)射信號(hào)的頻率變化完全一致，那么就可以得到一個(gè)固定頻率的中頻信號(hào)，進(jìn)一步可以解調(diào)信號(hào)，使得收發(fā)雙方頻率一致的過(guò)程稱為跳頻碼同步。跳頻圖案(即跳頻規(guī)律)通常采用偽隨機(jī)序列產(chǎn)生，跳頻信號(hào)的發(fā)射頻率隨機(jī)地在若干個(gè)頻率(幾十至幾百個(gè))之間隨機(jī)出現(xiàn)，因此具有很強(qiáng)的抗干擾和抗截獲能力。跳頻通信系統(tǒng)多用FSK/ASK(可利用非相干方式解調(diào))等調(diào)制樣式。設(shè)跳頻信號(hào)的頻率集為

fi∈{f1,f2,f3,…,fN}

(8.2-3)即發(fā)射信號(hào)的載波頻率fi在時(shí)間(i－1)Th≤t≤iTh內(nèi)取頻率集中的某個(gè)頻率。Th是每個(gè)頻率的持續(xù)時(shí)間，稱為駐留時(shí)間。跳頻系統(tǒng)頻率合成器產(chǎn)生的頻譜和跳頻信號(hào)的頻譜如圖8.2-4所示。理想的頻率合成器產(chǎn)生的頻譜是離散的、等間隔的、等幅的線譜，占用的頻帶B=fN－f1+ΔF，每個(gè)頻率之間的間隔為ΔF，某一時(shí)刻的頻率是N個(gè)頻率中的一個(gè)，由PN碼決定。在某一時(shí)刻，跳頻系統(tǒng)是窄帶的。從整個(gè)時(shí)間觀察，信號(hào)在整個(gè)頻帶內(nèi)跳變，是寬帶的。將載波頻率隨時(shí)間變化的規(guī)律繪成圖，就得到所謂跳頻圖案。典型的跳頻圖案如圖8.2-5所示。圖8.2-4跳頻系統(tǒng)的頻譜圖8.2-5跳頻圖案跳頻系統(tǒng)可以按照跳頻速率劃分為快速跳頻(FFH)、中速跳頻(MFH)和慢速跳頻(SFH)。具體有兩種劃分方法，第一種劃分方法是，如果跳頻速率Rh大于信息速率Ra，即Rh>Ra，則稱為快速跳頻；反之，則稱為慢速跳頻。另一種劃分是按照跳頻速率進(jìn)行劃分：慢速跳頻(SFH)：Rh的范圍為10～100h/s；中速跳頻(MFH)：Rh的范圍為100～500h/s；快速跳頻(FFH)：Rh大于500h/s。與DSSS擴(kuò)頻系統(tǒng)類似，跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益是其抗干擾的重要指標(biāo)。如果在一個(gè)頻帶Bh內(nèi)，等間隔分為N個(gè)頻道，頻率間隔為ΔF，信息帶寬Ba≤ΔF，則其處理增益為(8.2-4)因此，跳頻系統(tǒng)的處理增益與可用信道數(shù)N成正比。N越大，射頻帶寬Bh越大，處理增益越高，抗干擾性能越好。通信偵察系統(tǒng)最關(guān)心的跳頻系統(tǒng)的參數(shù)包括頻率集和跳頻圖案，駐留時(shí)間或者跳頻速率，跳頻間隔、調(diào)制方式等。8.2.3跳時(shí)擴(kuò)頻(THSS)

跳時(shí)擴(kuò)頻(THSS)系統(tǒng)用偽隨機(jī)碼控制發(fā)送時(shí)刻和發(fā)送時(shí)間的長(zhǎng)短。它將總的發(fā)送時(shí)間劃分為若干個(gè)時(shí)隙，由偽碼控制在哪個(gè)時(shí)隙發(fā)送信碼，時(shí)隙的選擇和時(shí)間的長(zhǎng)短都由偽碼控制。跳時(shí)擴(kuò)頻系統(tǒng)的原理如圖8.2-6所示。圖8.2-6跳時(shí)擴(kuò)頻系統(tǒng)原理在發(fā)送端，經(jīng)過(guò)調(diào)制的信號(hào)被送到一個(gè)射頻開關(guān)，該開關(guān)的啟閉受一偽碼的控制，信號(hào)以脈沖的形式發(fā)送出去。在接收端，本地偽碼與發(fā)送端偽碼完全同步，用于控制兩個(gè)選通門，使傳號(hào)和空號(hào)分別由兩個(gè)門選通后經(jīng)檢波進(jìn)行判決，恢復(fù)信息碼。跳時(shí)系統(tǒng)輸出的信號(hào)波形如圖8.2-7所示。跳時(shí)系統(tǒng)一般很少單獨(dú)使用，通常與其他擴(kuò)頻系統(tǒng)組合使用，形成混合擴(kuò)頻系統(tǒng)。如FHTH、THDS、FHTHDS等混合擴(kuò)頻系統(tǒng)。圖8.2-7跳時(shí)信號(hào)波形8.3直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)對(duì)抗技術(shù)直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的載波調(diào)制一般為BPSK/QPSK調(diào)制，它是用高速率的偽噪聲序列與信息碼序列模2相加后(波形相乘)的復(fù)合碼序列去控制載波的相位而獲得直接序列擴(kuò)頻信號(hào)，簡(jiǎn)稱直擴(kuò)信號(hào)，它具有以下基本特點(diǎn)：

(1)抗干擾性能好：具有極強(qiáng)的抗寬帶干擾、窄帶瞄準(zhǔn)式干擾、轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的能力，有利于電子反對(duì)抗。

(2)保密性能好：由于系統(tǒng)可以使用碼周期很長(zhǎng)的偽隨機(jī)碼序列作為擴(kuò)頻碼，經(jīng)它調(diào)制后的數(shù)字信息類似于隨機(jī)噪聲，不會(huì)輕易被普通的偵察手段和破譯方法發(fā)現(xiàn)和識(shí)別。

(3)功率譜密度?。褐苯有蛄袛U(kuò)頻通信系統(tǒng)展寬了傳輸信號(hào)的帶寬，使得功率擴(kuò)展到較寬的頻帶內(nèi)，降低了對(duì)地面通信的干擾。由于直擴(kuò)信號(hào)這些突出的特點(diǎn)，近年來(lái)在軍事通信和民用通信領(lǐng)域得到了廣泛的發(fā)展和應(yīng)用。因此，直擴(kuò)系統(tǒng)的對(duì)抗技術(shù)已經(jīng)成為通信對(duì)抗領(lǐng)域的關(guān)鍵和熱點(diǎn)技術(shù)問(wèn)題之一。8.3.1直接序列擴(kuò)頻通信信號(hào)的截獲技術(shù)

1.直擴(kuò)信號(hào)的功率譜檢測(cè)技術(shù)

對(duì)DSSS信號(hào)功率譜的檢測(cè)是一種基于能量的檢測(cè)方法，又稱為輻射計(jì)檢測(cè)。早期的輻射計(jì)檢測(cè)基于模擬技術(shù)實(shí)現(xiàn)，其原理類似于功率計(jì)或頻譜分析儀。它利用寬帶接收機(jī)接收直擴(kuò)信號(hào)，對(duì)信號(hào)進(jìn)行寬帶檢波得到其功率譜，檢測(cè)和判斷是否存在直擴(kuò)信號(hào)。隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字化功率譜檢測(cè)技術(shù)將逐步取代模擬技術(shù)。最簡(jiǎn)單的功率譜檢測(cè)方法是周期圖方法，但是它只能檢測(cè)信噪比較高的直擴(kuò)信號(hào)。隨著數(shù)字信號(hào)檢測(cè)理論和技術(shù)的發(fā)展，近年來(lái)己經(jīng)形成了一系列成熟的并具有較好抑制噪聲能力的功率譜估計(jì)方法，諸如參數(shù)方法和子空間方法等，并且取得了廣泛的應(yīng)用。

DSSS信號(hào)s(t)表示為(8.3-1)其中，d(t)為二進(jìn)制信息序列，取值為±1;c(t)為二進(jìn)制的偽隨機(jī)擴(kuò)頻序列，取值也為±1;P是信號(hào)功率;fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內(nèi)均勻分布。s(t)的功率譜為(8.3-2)其中，Tc為擴(kuò)頻碼元寬度；Td為擴(kuò)頻碼周期。

1)周期圖檢測(cè)方法設(shè)接收機(jī)輸出信號(hào)x(t)為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.3-3)其中，n(t)為窄帶高斯噪聲。對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣，得到離散的隨機(jī)序列。設(shè)離散隨機(jī)序列有N個(gè)樣本x(0),x(1),…,x(N－1)。不失一般性，假定這些數(shù)據(jù)己經(jīng)零均值化。對(duì)于離散信號(hào)x(n)的周期圖譜估計(jì)是以離散時(shí)間傅立葉變換為基礎(chǔ)的。先計(jì)算N個(gè)數(shù)據(jù)的離散時(shí)間傅立葉變換，即(8.3-4)再取頻譜和其共扼的乘積，得到功率譜為(8.3-5)擴(kuò)頻通信信號(hào)是周期函數(shù)，所以得到的功率譜常稱為周期圖。周期圖方法中功率譜的估計(jì)為有偏估計(jì)。為了減小其偏差，通常需要使用窗函數(shù)對(duì)周期圖進(jìn)行平滑。將窗函數(shù)c(n)直接加給樣本數(shù)據(jù)，得到的功率譜常稱為修正周期圖，即(8.3-6)其中,W是窗函數(shù)內(nèi)的功率規(guī)范化因子，表示為(8.3-7)這里C(ω)是窗函數(shù)c(n)的離散時(shí)間傅立葉變換。對(duì)修正的周期圖進(jìn)行檢測(cè)判斷，可以確定擴(kuò)頻信號(hào)的存在。周期圖法還有一些變型的方法，如Bartlett的平均周期圖法、Blackman-Tukey周期圖平滑方法等。

2)參數(shù)化功率譜估計(jì)參數(shù)化功率譜估計(jì)是把待估計(jì)功率譜的信號(hào)假定成一個(gè)輸入為高斯白噪聲的線性系統(tǒng)的輸出，通過(guò)估計(jì)該線性系統(tǒng)參數(shù)來(lái)進(jìn)行信號(hào)功率譜的估計(jì)，該方法適合在信號(hào)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度較短時(shí)的功率譜估計(jì)，其中具有代表性的是Yule-Walker自回歸方法和Burg方法。這里以Yule-Walker自回歸方法為例說(shuō)明功率譜估計(jì)過(guò)程。將離散隨機(jī)過(guò)程x(n)視為一個(gè)輸入為白噪聲v(n)的線性時(shí)不變系統(tǒng)產(chǎn)生的。設(shè)該系統(tǒng)為AR系統(tǒng)，系統(tǒng)模型為

x(n)+a1x(n－1)+a2x(n－2)+…+apx(n－p)=v(n)

(8.3-8)其系統(tǒng)函數(shù)為(8.3-9)對(duì)于Pv(ω)=，可以證明(8.3-10)所以有(8.3-11)對(duì)式(8.3-8)兩邊同乘x*(n－m)，其中*表示取共軛，再取數(shù)學(xué)期望，有

E{x(n)x*(n－m)+a1x(n－1)x*(n－m)+…+apx(n－p)x*(n－m)}

=E{v(n)x*(n－m)}

(8.3-12)分別取m=0,1,2,…,p，將式(8.3-12)整理，得到式中,r(m)為x(n)在點(diǎn)m的自相關(guān)。根據(jù)上式，可以求解得到a1,a2,…,ap和，然后利用式(8.3-10)得到信號(hào)的功率譜估計(jì)。(8.3-13)

2.直擴(kuò)信號(hào)的時(shí)域相關(guān)法檢測(cè)

時(shí)域相關(guān)法是利用作為擴(kuò)頻碼的偽隨機(jī)序列的相關(guān)性，實(shí)現(xiàn)對(duì)DSSS信號(hào)的檢測(cè)。對(duì)通信偵察系統(tǒng)而言擴(kuò)頻序列是未知的，不能利用匹配濾波或者相關(guān)器實(shí)現(xiàn)，因此這里的檢測(cè)是一種盲檢測(cè)。

1)擴(kuò)頻序列的相關(guān)特性設(shè)擴(kuò)頻碼采用m序列，擴(kuò)頻碼元寬度為Tc，長(zhǎng)度為p，則其自相關(guān)函數(shù)為相應(yīng)的波形如圖8.3-1所示。(8.3-14)圖8.3-1擴(kuò)頻序列的自相關(guān)函數(shù)設(shè)擴(kuò)頻信號(hào)為(8.3-15)其中，c(t)是信息序列經(jīng)過(guò)偽隨機(jī)擴(kuò)頻序列擴(kuò)頻后的序列，取值為±1；P是信號(hào)功率；fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內(nèi)均勻分布。假設(shè)c(t)與載波相互獨(dú)立，并且為了簡(jiǎn)化分析，設(shè)P＝1，φ0＝0，并且每個(gè)擴(kuò)頻碼元內(nèi)部正好有一個(gè)載波周期。此時(shí)其歸一化相關(guān)函數(shù)為(8.3-16)由此可見，擴(kuò)頻信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)與擴(kuò)頻序列的自相關(guān)函數(shù)有類似的特性。這是實(shí)現(xiàn)相關(guān)檢測(cè)的重要基礎(chǔ)。

2)直擴(kuò)信號(hào)的相關(guān)檢測(cè)法設(shè)接收機(jī)輸出信號(hào)x(t)為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.3-17)其中，n(t)為零均值高斯白噪聲；s(t)是待檢測(cè)的DSSS信號(hào)，并且兩者不相關(guān)。于是x(t)的自相關(guān)函數(shù)為(8.3-18)其中，Rs(τ)是信號(hào)s(t)的自相關(guān)函數(shù)；Rn(τ)是高斯白噪聲的自相關(guān)函數(shù)。由于Rn(τ)沒(méi)有相關(guān)峰，因此相關(guān)函數(shù)Rx(τ)的峰值就是信號(hào)s(t)的相關(guān)函數(shù)Rs(τ)的峰值。根據(jù)這個(gè)特性，就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)DSSS信號(hào)的檢測(cè)。根據(jù)上述理論分析，構(gòu)造的歸一化無(wú)偏估計(jì)和有偏估計(jì)的時(shí)域自相關(guān)檢測(cè)器如圖8.3-2所示。該檢測(cè)器將離散的信號(hào)樣本分為兩路，將經(jīng)過(guò)線性移位寄存器移位的信號(hào)與原信號(hào)樣本進(jìn)行相關(guān)，并且檢測(cè)其相關(guān)峰。對(duì)于無(wú)偏估計(jì)，相關(guān)峰值只受信息碼的影響；而對(duì)于有偏估計(jì)，相關(guān)峰值除了受信息碼的影響外，還與移位延時(shí)的值有關(guān)，隨著延時(shí)增加，相關(guān)峰值逐步減小。圖8.3-2時(shí)域相關(guān)檢測(cè)器

3.直擴(kuò)信號(hào)的倒譜法檢測(cè)

功率譜和時(shí)域相關(guān)法的檢測(cè)是分別在頻域和時(shí)域?qū)χ苯有蛄袛U(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。利用倒譜對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)的檢測(cè)可以認(rèn)為是頻域檢測(cè)方法的擴(kuò)展。信號(hào)的倒譜定義為信號(hào)的功率譜取對(duì)數(shù)后再進(jìn)行一次功率譜運(yùn)算，即

C(τ)=|FT{lg|FT［s(t)］|2}|2

(8.3-19)其中,FT(·)是傅立葉變換，上述運(yùn)算可以看成是從時(shí)間域t到偽時(shí)間域τ的變換。

DSSS信號(hào)s(t)表示為(8.3-20)其中，d(t)為二進(jìn)制信息序列，取值為±1;c(t)為二進(jìn)制的偽隨機(jī)擴(kuò)頻序列，取值也為±1;P是信號(hào)功率;fc為載頻;φ0是初相，并在［0,2π］內(nèi)均勻分布。s(t)的功率譜為(8.3-21)其中，Tc為擴(kuò)頻碼元寬度；Td為擴(kuò)頻碼周期。對(duì)其功率譜取對(duì)數(shù)，得到(8.3-22)式(8.3-22)中存在三個(gè)分量，分別是信號(hào)的功率譜幅度、擴(kuò)頻碼元寬度和擴(kuò)頻碼周期。對(duì)其進(jìn)行傅立葉變換，由于三個(gè)分量在偽時(shí)間域幾乎位于不同的偽時(shí)間段，因此求模和平方后不會(huì)出現(xiàn)交叉項(xiàng)，即倒譜輸出仍然是三個(gè)分量：第一項(xiàng)是功率譜幅度，表現(xiàn)為位于零位置的脈沖；第二項(xiàng)為擴(kuò)頻碼元寬度，表現(xiàn)為非?？拷阄恢玫姆至浚坏谌?xiàng)表示為擴(kuò)頻碼周期，在偽碼時(shí)間重復(fù)出現(xiàn)。某典型DSSS信號(hào)的倒譜如圖8.3-3所示。當(dāng)存在噪聲時(shí)，高斯白噪聲的倒譜將明顯低于信號(hào)的倒譜，據(jù)此可以對(duì)DSSS信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)和判斷。圖8.3-3典型DSSS信號(hào)的倒譜

4.直擴(kuò)信號(hào)的循環(huán)譜相關(guān)檢測(cè)

前面給出的檢測(cè)方法中，都是假設(shè)DSSS信號(hào)是平穩(wěn)信號(hào)，而實(shí)際上DSSS信號(hào)的均值和自相關(guān)函數(shù)都是周期函數(shù)，它們應(yīng)該是循環(huán)平穩(wěn)信號(hào)，因此利用它的循環(huán)平穩(wěn)性進(jìn)行檢測(cè)可以得到更好的效果。

1)循環(huán)自相關(guān)函數(shù)設(shè)x(t)是一個(gè)零均值的非平穩(wěn)復(fù)信號(hào)，它的時(shí)變自相關(guān)函數(shù)定義為(8.3-23)若Rx(t,τ)的統(tǒng)計(jì)特性具有周期為T0的二階周期性，可以用時(shí)間平均將它表示為(8.3-24)由于Rx(t,τ)是周期為T0的周期函數(shù)，故可以用傅立葉級(jí)數(shù)展開它，得到(8.3-25)其中，α=m/T0。其傅立葉系數(shù)為(8.3-26)其中，系數(shù)表示頻率為α的循環(huán)自相關(guān)強(qiáng)度，簡(jiǎn)稱循環(huán)(自)相關(guān)函數(shù)。如果α=0，即為平穩(wěn)信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)。循環(huán)自相關(guān)函數(shù)的傅立葉變換為(8.3-27)稱為循環(huán)譜密度(CyclicSpectrumDensity，CSD)或者循環(huán)譜函數(shù)。

2)直擴(kuò)信號(hào)的循環(huán)譜對(duì)于DSSS/BPSK信號(hào)，利用循環(huán)譜函數(shù)的定義，可以得到其循環(huán)譜為(8.3-28)式中,Q(f)=sin(πfTc)/(πf)；Tc是擴(kuò)頻碼寬度。等式右邊前兩項(xiàng)在α=k/Tc時(shí)存在，后兩項(xiàng)在α=±fc+k/Tc時(shí)存在，k是整數(shù)。由此可見，在循環(huán)譜域中，擴(kuò)頻信號(hào)的循環(huán)譜是離散的，且僅存在于擴(kuò)頻碼速率和載波頻率的整數(shù)倍處。另一方面，注意到屬于平穩(wěn)過(guò)程的高斯白噪聲的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)和循環(huán)譜分別為(8.3-29)(8.3-30)設(shè)輸入信號(hào)為x(t)=s(t)+n(t)，其中s(t)為擴(kuò)頻信號(hào)，n(t)為噪聲，并且兩者獨(dú)立。于是其循環(huán)譜為

(8.3-31)由于當(dāng)α≠0時(shí)，高斯白噪聲的循環(huán)譜為零，而擴(kuò)頻信號(hào)的循環(huán)譜不為零，因此循環(huán)譜檢測(cè)法具有極好的抑制高斯噪聲的能力。在相同的擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度為1023時(shí)，上述的幾種擴(kuò)頻循環(huán)檢測(cè)方法的性能是不同的。其中循環(huán)譜法性能最好，可以在－22dB的信噪比下完成擴(kuò)頻信號(hào)的檢測(cè)。檢測(cè)性能從好到差的次序?yàn)闀r(shí)域相關(guān)法、周期圖法和倒譜法，其檢測(cè)信噪比為－15～－19dB。8.3.2直擴(kuò)信號(hào)參數(shù)估計(jì)和解擴(kuò)技術(shù)

1.直擴(kuò)信號(hào)的參數(shù)估計(jì)

1)自相關(guān)法估計(jì)碼元寬度和碼元速率利用自相關(guān)法可以估計(jì)直擴(kuò)信號(hào)的碼元寬度和碼元速率，假設(shè)接收的信號(hào)與噪聲經(jīng)模數(shù)采樣后表示為x(n)=s(n)+n(n)，按下面的公式計(jì)算自相關(guān)函數(shù)，即其中，N為相關(guān)長(zhǎng)度。按上式計(jì)算時(shí)，不管時(shí)延點(diǎn)在何處，其求和項(xiàng)均保持N項(xiàng)不變。當(dāng)時(shí)延值kTs等于擴(kuò)頻碼周期時(shí)，R(k)出現(xiàn)峰值，峰值對(duì)應(yīng)的延時(shí)點(diǎn)時(shí)間即為擴(kuò)頻碼周期。擴(kuò)頻碼周期等于信息碼元寬度Tb，由此可以計(jì)算出信息碼速率Rb=1/Tb。(8.3-32)

2)利用循環(huán)譜相關(guān)函數(shù)估計(jì)碼元速率利用循環(huán)譜相關(guān)函數(shù)只需要判別在α≠0處有無(wú)譜線存在就可以檢測(cè)直擴(kuò)信號(hào)，并可根據(jù)譜線出現(xiàn)處的α值來(lái)估計(jì)直擴(kuò)信號(hào)的載頻和擴(kuò)頻碼速率。設(shè)直擴(kuò)信號(hào)的載頻為fc，碼元速率決定于擴(kuò)頻碼的碼元速率Rc。從基本調(diào)制方式看，直擴(kuò)信號(hào)是一種2PSK信號(hào)，因此可以按照2PSK信號(hào)來(lái)計(jì)算直擴(kuò)信號(hào)的循環(huán)譜相關(guān)函數(shù)。根據(jù)理論分析和計(jì)算，對(duì)于2PSK信號(hào)，當(dāng)α值改變時(shí)，在α=kRc及α=±fc+kRc(k是整數(shù)，k=0,1,…)處有峰值出現(xiàn)，其中，α=α0=2fc處峰值最大，α=α+1=2fc+Rc或者α=α－1=2fc－Rc處峰值次之。因此，可以對(duì)在α軸上進(jìn)行搜索，當(dāng)達(dá)到最大峰值時(shí)對(duì)應(yīng)的α0值，可用來(lái)估計(jì)信號(hào)的載頻fc。根據(jù)α0值與距離最大峰值左邊或右邊鄰近的次峰值所對(duì)應(yīng)的α+1或α－1值之間的差值，可用來(lái)估計(jì)擴(kuò)頻碼速率Rc，即(8.3-33)(8.3-34)

2.直擴(kuò)信號(hào)的解擴(kuò)技術(shù)

信號(hào)檢測(cè)解決了直擴(kuò)信號(hào)的發(fā)現(xiàn)和部分參數(shù)的測(cè)量問(wèn)題，如果需要獲得其傳輸內(nèi)容，還必須對(duì)其解擴(kuò)，這也是對(duì)負(fù)信噪比的直擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行偵察和干擾的必不可少的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。直擴(kuò)信號(hào)的解擴(kuò)是在不知道對(duì)方擴(kuò)頻碼的情況下進(jìn)行的被動(dòng)處理方法，其目的是得到直擴(kuò)信號(hào)的擴(kuò)頻碼和信息碼。

(1)解擴(kuò)的主要作用。直擴(kuò)信號(hào)的解擴(kuò)應(yīng)以對(duì)其檢測(cè)為前提，并在測(cè)量或估計(jì)技術(shù)參數(shù)的基礎(chǔ)上進(jìn)行解擴(kuò)。其主要作用可提供高處理增益，恢復(fù)高信噪比的窄帶信息流，即恢復(fù)基帶信號(hào)，并得到擴(kuò)頻碼，以便引導(dǎo)干擾設(shè)備進(jìn)行相干干擾和欺騙干擾；進(jìn)一步對(duì)基帶信號(hào)解調(diào)，可獲取情報(bào)信息。

(2)解擴(kuò)的主要途徑。直擴(kuò)信號(hào)解擴(kuò)的基本思路是：一是采用無(wú)碼解擴(kuò)技術(shù)，在不知道擴(kuò)頻碼的基礎(chǔ)上，對(duì)信息碼進(jìn)行估計(jì)；二是采用相關(guān)解擴(kuò)技術(shù)，通過(guò)估計(jì)出擴(kuò)頻碼，然后利用相關(guān)解擴(kuò)方法對(duì)信息碼進(jìn)行恢復(fù)。直擴(kuò)信號(hào)的盲解擴(kuò)是一件十分困難的工作，目前仍處于研究中，有許多問(wèn)題待解決。8.3.3對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的干擾

對(duì)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的干擾樣式主要有相干干擾、攔阻干擾、轉(zhuǎn)發(fā)干擾等。

(1)相干干擾。任何與直擴(kuò)信號(hào)不相干的規(guī)則干擾，都可以被直擴(kuò)接收設(shè)備抑制掉。因此最佳干擾是在知道擴(kuò)頻碼結(jié)構(gòu)的情況下，以此擴(kuò)頻碼調(diào)制到干擾信號(hào)上去，使直擴(kuò)接收設(shè)備幾乎100%的接收干擾信號(hào)，這樣就可以最小的功率達(dá)到有效干擾目的，這就是“相干干擾”或“相關(guān)干擾”。如果再配以假信息，則可達(dá)到欺騙干擾的效果。在對(duì)直擴(kuò)信號(hào)準(zhǔn)確檢測(cè)、參數(shù)估計(jì)和解擴(kuò)的基礎(chǔ)上，就可以引導(dǎo)進(jìn)行相干干擾了。相干干擾是在解擴(kuò)后得到擴(kuò)頻碼的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)的，因此直擴(kuò)信號(hào)的檢測(cè)、參數(shù)估計(jì)和解擴(kuò)是有效干擾直擴(kuò)通信的關(guān)鍵和前提。

(2)攔阻干擾。若干擾信號(hào)的時(shí)域特征是不規(guī)則的，或者說(shuō)是隨機(jī)的，如高斯白噪聲，其統(tǒng)計(jì)結(jié)構(gòu)十分復(fù)雜，直擴(kuò)接收設(shè)備對(duì)這種干擾就無(wú)法全部抑制。因此，通常在得不到擴(kuò)頻碼結(jié)構(gòu)的情況下，只要知道直擴(kuò)信號(hào)的載波頻率和擴(kuò)頻周期，甚至只要知道直擴(kuò)信號(hào)分布的頻段，采用高斯白噪聲調(diào)制的大功率攔阻干擾，特別是梳狀譜干擾，也能取得一定的效果。

(3)轉(zhuǎn)發(fā)干擾。轉(zhuǎn)發(fā)干擾也是在得不到擴(kuò)頻碼結(jié)構(gòu)的情況下，只要知道擴(kuò)頻周期，把截獲的直擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)难舆t，再以高斯白噪聲調(diào)制經(jīng)功率放大后發(fā)射出去，就產(chǎn)生了接近直擴(kuò)通信所使用的擴(kuò)頻碼結(jié)構(gòu)的干擾信號(hào)，其效果介于相干干擾和攔阻干擾之間。

1.信號(hào)和干擾模型由于相移鍵控(PSK)調(diào)制是DSSS系統(tǒng)最常用的調(diào)制形式，因此本節(jié)中的討論都采用BPSK調(diào)制。

1)直擴(kuò)信號(hào)模型直擴(kuò)信號(hào)的表達(dá)式為(8.3-35)其中，P是發(fā)射信號(hào)的功率；d(t)是信息碼;c(t)是偽隨機(jī)序列;f0是載波頻率；φ是初始相位，在［0,2π］均勻分布。

2)接收信號(hào)模型接收信號(hào)的模型為

r(t)=s(t)+n(t)+J(t)

(8.3-36)其中，s(t)是DSSS信號(hào)；n(t)是接收機(jī)內(nèi)部噪聲；J(t)是干擾信號(hào)。在這里假定接收機(jī)是理想的相關(guān)接收機(jī)，即假定接收機(jī)在時(shí)間、相位上與發(fā)射信號(hào)嚴(yán)格同步。相關(guān)接收機(jī)與擴(kuò)頻碼c(t)的碼元波形匹配，將接收信號(hào)r(t)與本地信號(hào)c(t)cos(2πf0t+

)相乘后在［0,2π］內(nèi)積分，并在t=T時(shí)刻抽樣，則相關(guān)接收機(jī)的輸出為(8.3-37)對(duì)相關(guān)接收機(jī)輸出進(jìn)行抽樣判決，可以分析其誤碼率。直擴(kuò)系統(tǒng)的誤碼率除了與信噪比有關(guān)外，還與背景有關(guān)。一般背景干擾有加性高斯白噪聲(AWGN)、多徑干擾。這里我們可以把AWGN理解為寬帶噪聲干擾。直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的干擾性能主要取決于直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)中使用的擴(kuò)頻碼的長(zhǎng)度。短碼每隔一個(gè)或幾個(gè)數(shù)據(jù)比特就重復(fù)一次，而長(zhǎng)碼要隔很多個(gè)數(shù)據(jù)才重復(fù)一次。因此，恢復(fù)短碼中的碼序列就相對(duì)容易一些。這樣，短碼比長(zhǎng)碼更容易受電子支援和電子攻擊。本節(jié)主要討論在直接序列擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)中，不同系統(tǒng)參數(shù)和干擾背景下，各種干擾波形的干擾效果。對(duì)干擾效果的分析，主要用平均誤比特率來(lái)表征。它采用一定干擾功率利用率下的平均誤比特率作為干擾效果的測(cè)度。誤比特率是指錯(cuò)誤接收的信息量在傳送信息總量中所占的比例。對(duì)二進(jìn)制編碼而言，誤比特率也等于誤碼率。

2.寬帶噪聲干擾

寬帶噪聲干擾是指干擾信號(hào)J(t)是寬帶噪聲，并且它的帶寬與直接擴(kuò)頻信號(hào)帶寬幾乎相同。其功率譜分布如圖8.3-4所示。經(jīng)過(guò)相關(guān)接收機(jī)解擴(kuò)和解調(diào)后，解調(diào)器輸出的信號(hào)與噪聲加干擾之和的比值用v0表示。當(dāng)采用寬帶噪聲干擾時(shí)，比值v0為(8.3-38)圖8.3-4寬帶噪聲干擾功率譜示意圖其中，R是接收到的信號(hào)功率；N0是單邊帶噪聲功率譜密度，是信號(hào)帶寬；PJ是接收到的干擾功率；N是每個(gè)數(shù)據(jù)比特的擴(kuò)頻碼數(shù)。上式中，已經(jīng)假設(shè)信號(hào)帶寬與干擾帶寬相同。根據(jù)擴(kuò)頻信號(hào)的特性，N取對(duì)數(shù)就是擴(kuò)頻增益Gp。比值v0可以等效為解調(diào)器輸入端的信噪比，即(8.3-39)它與輸出信噪比的關(guān)系為

vo=Nvi=Gpvi

(8.3-40)采用寬帶噪聲干擾對(duì)DSSS/BPSK系統(tǒng)干擾時(shí)，其誤碼率與BPSK系統(tǒng)存在加性高斯白噪聲的情況相同，因此其誤比特率為(8.3-41)其中,NT=N0+J0，N0是內(nèi)部噪聲的單邊帶噪聲功率譜密度，J0=PJ/Wss寬帶干擾噪聲的單邊帶功率譜密度。這是存在熱噪聲情況下，BPSK調(diào)制的常見結(jié)果，其中熱噪聲電平已通過(guò)寬帶干擾噪聲電平得到了增強(qiáng)。把相應(yīng)的功率關(guān)系代入式(8.3-41)，整理后可以得到(8.3-42)其中，Tb是信息比特碼元寬度，將關(guān)系式Wss=1/Tc和Pn=WssN0代入上式，得到(8.3-43)其中，N=Ta/Tc=Rc/Ra表示每個(gè)數(shù)據(jù)比特的擴(kuò)頻碼數(shù);rsn=S/Pn是解擴(kuò)輸入的信噪比(SNR);rjs=PJ/S是解擴(kuò)輸入的干信比(JSR)。在處理增益N=100，即Gp=20dB時(shí)，對(duì)于某些信噪比的曲線如圖8.3-5所示。由圖可以看出，由于擴(kuò)頻系統(tǒng)存在處理增益，因此寬帶噪聲干擾信號(hào)只有在克服了處理增益后，才能有效地發(fā)揮作用，否則其干擾作用不明顯。也就是說(shuō)，真正發(fā)揮作用必須克服擴(kuò)頻增益的影響。擴(kuò)頻增益越高，所需的干信比越高。圖8.3-5寬帶噪聲干擾的誤比特率和干信比的關(guān)系信噪比對(duì)干擾效果也有明顯的影響，信噪比越大其誤比特率的曲線越陡，也就是隨著信噪比的減小，到達(dá)同樣的誤比特率所需的干信比減小，或者所干擾效果明顯變好。當(dāng)信噪比為－20dB、干信比為10dB，誤比特率達(dá)到16－1的限度；當(dāng)信噪比分別為－15dB、－10dB的時(shí)候，干信比相應(yīng)的需要達(dá)到16dB、17dB，才能對(duì)目標(biāo)信號(hào)施加有效干擾。

3.部分頻帶噪聲干擾

部分頻帶噪聲干擾是指干擾信號(hào)J(t)是噪聲，并且它的帶寬WJ小于直接擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬，即干擾帶寬只是信號(hào)帶寬的一部分。干擾信號(hào)的功率譜密度為(8.3-45)其中，J0是干擾功率擴(kuò)展到整個(gè)信號(hào)帶寬上的干擾能量密度。圖8.3-6給出了部分頻帶噪聲干擾和直擴(kuò)信號(hào)頻譜的關(guān)系。干擾信號(hào)可能與信號(hào)的中心頻率重合，如圖(a)所示；或是有所偏離，如圖(b)所示。干擾帶寬與擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬之比為(8.3-44)圖8.3-6部分頻帶干擾頻譜示意圖假設(shè)干擾信號(hào)的密度函數(shù)為SJ(f)，考慮到部分頻段噪聲干擾相當(dāng)于寬帶噪聲通過(guò)一個(gè)窄帶濾波器得到，因此它也類似于高斯噪聲，則由式(8.3-41)可得，其誤比特率為(8.3-46)其中,NT=N0+SJ(fIF)，N0是內(nèi)部噪聲的功率譜密度，SJ(fIF)是有效干擾功率譜密度，即進(jìn)入接收機(jī)中頻帶寬內(nèi)的干擾機(jī)頻譜密度：(8.3-47)在理想情況下，可以認(rèn)為SJ(f)是平坦的，并且以fJ為中心，帶寬為WJ。此時(shí)(8.3-48)因此可以得到(8.3-49)設(shè)干擾機(jī)頻率偏離f0，對(duì)于WJ<<Wss的窄帶干擾，Sa2()函數(shù)在感興趣的干擾機(jī)帶寬上可認(rèn)為是常數(shù)，即(8.3-50)其中,fJ是干擾信號(hào)的中心頻率。當(dāng)fJ=f0時(shí)，Pe最大。這樣，當(dāng)WJ<<Wss且fJ

=f0時(shí)，SJ(fIF)=J0，式(8.3-49)可寫為(8.3-51)將式(8.3-51)與式(8.3-43)對(duì)比，兩者有基本相同的結(jié)果，即在WJ<<Wss且fJ=f0的情況下，部分頻帶噪聲干擾和寬帶噪聲干擾的效果類似。在信噪比為－10dB的條件下，處理增益N對(duì)誤碼率Pe的影響如圖8.3-7所示。顯然，在干信比相同的條件下，誤比特率和處理增益成反比。干擾機(jī)克服直擴(kuò)系統(tǒng)的處理增益后，才能產(chǎn)生干擾效應(yīng)。當(dāng)處理增益為100時(shí)，干信比要達(dá)到17dB以上才有可能對(duì)系統(tǒng)實(shí)施有效干擾；而在處理增益為10時(shí)，較小的干信比就可以對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)實(shí)施有效的干擾。圖8.3-7部分頻帶干擾的誤比特率和處理增益的關(guān)系

4.音頻干擾

音頻干擾分為單音和多音干擾兩種，多音干擾信號(hào)的表達(dá)式為(8.3-52)其中,

表示第k個(gè)單音的功率;fk是第k個(gè)單音的頻率;φk是第k個(gè)單音相位;NJ是干擾單音的數(shù)量。多音干擾的功率譜分布主要有兩種形式,如圖8.3-8所示。在圖8.3-8(a)中，5個(gè)等幅等間隔分布的單音，以f0為中心，兩邊對(duì)稱放置；圖8.3-8(b)是更普遍的情況，即三個(gè)非等幅并且不等間隔分布的單音，不以f0對(duì)稱。圖8.3-8多音干擾頻譜示意圖設(shè)使用NJ個(gè)單音作為多音干擾，表示接收機(jī)端第k個(gè)干擾音頻的功率，表示第k個(gè)干擾單音和直擴(kuò)序列信號(hào)載波頻率的頻率差，θk表示相位差。當(dāng)PN碼的長(zhǎng)度足夠長(zhǎng)，并且有相位偏移影響時(shí)，需要在(0,2π)上求每個(gè)θk的平均值,這樣(8.3-53)其中，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相位擴(kuò)展方法和數(shù)據(jù)調(diào)制情況有關(guān)。對(duì)于BPSK和雙相擴(kuò)展，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相移有關(guān)，表示為(8.3-54)對(duì)于BPSK和四相擴(kuò)展，P(e|θ1,θ2,…,θNJ)與相移無(wú)關(guān)，即(8.3-55)當(dāng)NJ＝1時(shí)，上面兩個(gè)式子簡(jiǎn)化為單音干擾的情況。以下主要討論單音干擾的特性。當(dāng)PN碼的長(zhǎng)度L大于擴(kuò)頻增益N時(shí)，對(duì)于雙相擴(kuò)展和BPSK調(diào)制，單音干擾的誤比特與相位差有關(guān)，表示為(8.3-56)其中,δf是音頻頻率偏移量。對(duì)于四相擴(kuò)展和BPSK調(diào)制，單音干擾的誤比特率與相位差無(wú)關(guān)，表示為(8.3-57)對(duì)于四相擴(kuò)展的BPSK調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)，當(dāng)δf=0時(shí)，即干擾信號(hào)頻率和信號(hào)頻率重合時(shí)，當(dāng)信噪比為－10dB的誤比特率如圖8.3-9所示。圖8.3-9單音干擾在載頻重合時(shí)的誤比特率和干信比的關(guān)系由圖8.3-9可以看出，在音頻頻率等于載波頻率的前提下，如果直擴(kuò)系統(tǒng)處理增益為10，則干信比只要到達(dá)3dB左右，就可以得到明顯的干擾效果；在直擴(kuò)系統(tǒng)處理增益為20的時(shí)候，干信比要到達(dá)12dB左右才能實(shí)現(xiàn)有效干擾；在處理增益為100的時(shí)候，則需要幾乎是信號(hào)功率100倍的干擾功率才能達(dá)到干擾的目的。當(dāng)干擾機(jī)的音頻頻率偏移中心頻率時(shí)，我們引入?yún)?shù)k，k=δf/Tb，它是干擾音頻偏離載波頻率數(shù)據(jù)率的倍數(shù)，用來(lái)表征干擾音頻偏離載波頻率的程度。當(dāng)k=0時(shí)，即表示單音干擾音頻與載波頻率相同。與前面相同，假設(shè)信噪比rsn=－10dB，對(duì)于不同的k，在處理增益N分別為100和10時(shí)，誤比特率與干信比的關(guān)系分別如圖8.3-10和圖8.3-11所示。圖8.3-10處理增益為100時(shí)不同k的誤比特率和干信比的關(guān)系圖8.3-11處理增益為10時(shí)不同k的誤比特率和干信比的關(guān)系比較上面兩圖，可以看出：當(dāng)在處理增益很大(N=100)時(shí)，音頻的偏離程度對(duì)干擾效果的影響不是很明顯，不同k值的需要的干信比差異較小(6dB左右)。當(dāng)處理增益較小(N＝10)時(shí)，音頻的偏離程度干擾效果的影響比較大。不同k值的需要的干信比差異較大(30dB左右)。當(dāng)干擾單音與目標(biāo)信號(hào)之間存在相位差時(shí)，與單音干擾相比，在干擾信號(hào)的總功率相同的條件下，多音干擾的每個(gè)單音的干擾功率只有單音干擾時(shí)的1/NJ，干擾效果比單音差。當(dāng)干擾單音與目標(biāo)信號(hào)之間的相位差的影響可以忽略時(shí)，對(duì)于二相擴(kuò)展和四相擴(kuò)展的BPSK信號(hào)，其比特誤碼率相同，即(8.3-58)根據(jù)式(8.3-58)，如果相位差的影響可以忽略，并且多音的頻率選擇為1/Tb的倍數(shù)，且倍數(shù)從0開始增加，則總有一個(gè)單音是無(wú)頻率偏離的，因此多音干擾的干擾效果會(huì)比單音好的多。5.脈沖干擾

脈沖干擾是指在部分時(shí)間段上發(fā)射干擾信號(hào)，其他時(shí)間不發(fā)射干擾信號(hào)。設(shè)發(fā)射信號(hào)的時(shí)間段用γ表示，其余時(shí)間不發(fā)射信號(hào)(關(guān)機(jī))，關(guān)機(jī)時(shí)間用1－γ表示。假如脈沖干擾機(jī)和寬帶噪聲干擾機(jī)有相同的平均功率，那么脈沖干擾機(jī)將有更大的峰值功率，因?yàn)樗皇沁B續(xù)發(fā)射信號(hào)。噪聲和干擾引起的平均誤比特率為(8.3-59)其中,

是干擾機(jī)關(guān)機(jī)時(shí)的誤比特率;是干擾機(jī)工作時(shí)的誤比特率。設(shè)N0,1表示干擾機(jī)關(guān)機(jī)時(shí)的噪聲密度，N0,2表示干擾機(jī)工作時(shí)的噪聲密度，那么N1=N0,1，N0,2=N0+J0。因此，取決于熱噪聲，取決于干擾和熱噪聲。當(dāng)假設(shè)干擾機(jī)工作時(shí)，其功率遠(yuǎn)大于熱噪聲，使噪聲可以忽略，那么Pe的平均值為(8.3-60)這里我們假設(shè)干擾機(jī)工作時(shí)間至少為信息比特時(shí)間Tb。該表達(dá)式適用于相干BPSK、QPSK、OQPSK和MSK。圖8.3-12反映的是當(dāng)信噪比為－10dB，處理增益為100，干信比(JSR)分別為5dB和10dB時(shí)，脈沖干擾的性能。當(dāng)干信比為典型值10dB時(shí)，γ必須超過(guò)25%才有效。若干信比減小，誤比特率要達(dá)到10－1，γ必須更大。對(duì)于更大的信噪比值，性能沒(méi)有明顯的改善。圖8.3-12脈沖干擾時(shí)的誤比特率和工作比的關(guān)系有一個(gè)γ值使誤比特率達(dá)到最大值，該值表示為γ*:(8.3-61)最佳脈沖干擾對(duì)應(yīng)的誤比特率為(8.3-62)脈沖干擾的效果比寬帶和窄帶噪聲干擾的效果好，它比寬帶噪聲干擾有大約15dB的優(yōu)勢(shì)。通過(guò)合理的選擇工作比，在擴(kuò)頻碼未知的情況下，需要使用噪聲干擾、多音干擾和脈沖干擾，而脈沖干擾是一種較好的干擾樣式。

6.相關(guān)干擾

前面討論的噪聲干擾、多音干擾和脈沖干擾都是在未知擴(kuò)頻碼的情況下使用的。如果我們已知擴(kuò)頻碼等參數(shù)，則最佳的干擾樣式是相關(guān)干擾。相關(guān)干擾信號(hào)是利用與直擴(kuò)信號(hào)具有類似的特性的干擾信號(hào)，即(8.3-63)其中，Pj是干擾信號(hào)的幅度；cj(t)是干擾偽碼序列;dj(t)是干擾信息碼;fj和φj是干擾信號(hào)的載頻和相位。相關(guān)干擾信號(hào)與直擴(kuò)信號(hào)存在一定的相關(guān)性，具體應(yīng)滿足以下幾個(gè)要求：

(1)干擾偽隨機(jī)碼cj(t)要與直擴(kuò)信號(hào)的偽隨機(jī)碼c(t)相同或接近；

(2)干擾載頻fj與信號(hào)載頻fc相同或接近；

(3)干擾幅度Aj=大于信號(hào)幅度A=。這里條件(1)和(2)是對(duì)干擾信號(hào)與直擴(kuò)信號(hào)的相關(guān)參數(shù)的要求，條件(3)是對(duì)干信比的要求。相關(guān)干擾分為兩種情況，一種是僅干擾直擴(kuò)信道的相關(guān)干擾，另一種是信息欺騙的相關(guān)干擾。當(dāng)僅干擾直擴(kuò)通信時(shí)，不一定需要干擾信息碼，即只需要阻塞直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)接收通道，此時(shí)對(duì)干擾信息碼沒(méi)有特定要求，它可簡(jiǎn)化為dj(t)=1。如果進(jìn)行信息欺騙干擾的話，就需要使直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)接收通道正常工作，并且根據(jù)信息欺騙的要求產(chǎn)生特定的欺騙信息碼。

1)產(chǎn)生式干擾產(chǎn)生式干擾是根據(jù)通信偵察獲取的直擴(kuò)信號(hào)的參數(shù)，如載波頻率、擴(kuò)頻碼序列和速率、信息碼速率等參數(shù)，直接生成干擾信號(hào)。它可以利用虛假信息或者特定信息調(diào)制到偽碼擴(kuò)頻序列，形成與直擴(kuò)信號(hào)基本一致的欺騙信號(hào)。當(dāng)直擴(kuò)通信系統(tǒng)的接收機(jī)收到真實(shí)信號(hào)和產(chǎn)生式干擾信號(hào)時(shí)，由于干擾信號(hào)功率較大，很容易被接收機(jī)捕獲并跟蹤，使接收機(jī)輸出錯(cuò)誤的信息。產(chǎn)生式干擾具有極佳的干擾效果，其隱蔽性強(qiáng)，但在實(shí)施中有兩個(gè)問(wèn)題需要解決：一是需要比較準(zhǔn)確地獲得直擴(kuò)信號(hào)的各種參數(shù)；二是干擾信號(hào)需要與直擴(kuò)信號(hào)在時(shí)間上同步；三是干擾信號(hào)一定要逼真。這些問(wèn)題使產(chǎn)生式干擾的工程實(shí)現(xiàn)變得十分困難。

2)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾轉(zhuǎn)發(fā)式干擾是偵察系統(tǒng)接收到的直擴(kuò)信號(hào)經(jīng)過(guò)一定的延時(shí)和放大后，再轉(zhuǎn)發(fā)出去。對(duì)直擴(kuò)通信系統(tǒng)的接收機(jī)來(lái)說(shuō)，如果同時(shí)接收到同兩個(gè)信號(hào)，它們之間只是延時(shí)不同、幅度不同。由于干擾信號(hào)較強(qiáng)，使用它首先被接收機(jī)捕獲。在整個(gè)受干擾區(qū)域內(nèi)，所有的直擴(kuò)接收機(jī)都將優(yōu)先捕獲干擾信號(hào)。與對(duì)其他通信信號(hào)的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾相同，轉(zhuǎn)發(fā)式干擾工作過(guò)程中需要邊收邊發(fā)，因此有收發(fā)隔離度的要求。設(shè)接收機(jī)的靈敏度為Prmin，干擾發(fā)射機(jī)最大功率為PJ，直擴(kuò)通信接收機(jī)正常工作所需的識(shí)別系數(shù)為Dc，則干擾機(jī)的收發(fā)隔離比為(8.3-64)收發(fā)天線實(shí)際具有的隔離度可以用下式估算

Grt=G1+G2+G3+G4

(8.3-65)其中，G1為收發(fā)天線安裝距離D帶來(lái)的隔離，其估算公式為(8.3-66)

G2為收發(fā)天線方向圖帶來(lái)的隔離，接收可以采用高增益定向天線，旁瓣可以控制在25dB以下，發(fā)射天線一般采用全向天線，兩天線在方向圖上隔離可以達(dá)到25dB。G3為極化隔離，通過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)可達(dá)25dB。G4為其他措施帶來(lái)的隔離，如吸波材料等，在收發(fā)的電波傳播途徑上采取屏蔽措施，或者將收發(fā)天線錯(cuò)位安裝，可達(dá)10dB。在很多情況下，要實(shí)現(xiàn)所需的收發(fā)隔離度是十分困難的。8.4跳頻通信系統(tǒng)對(duì)抗技術(shù)8.4.1跳頻通信信號(hào)的偵察技術(shù)

對(duì)跳頻通信信號(hào)的偵察系統(tǒng)應(yīng)具備下述一些基本要求：①截獲概率高。通常要求截獲概率應(yīng)大于90%。②響應(yīng)速度快。例如對(duì)于低跳速50h/s的跳頻通信信號(hào)，其駐留時(shí)間大約18ms。當(dāng)采用跟蹤式干擾時(shí)，如果留出一半的時(shí)間作為干擾時(shí)間，則要求干擾引導(dǎo)設(shè)備在9ms以內(nèi)完成信號(hào)搜索截獲、分選識(shí)別和干擾引導(dǎo)。如果對(duì)于高速跳頻通信信號(hào)，要求的干擾引導(dǎo)時(shí)間更短，難度極高。③頻率測(cè)量的分辨率和精度高，通常要求干擾引導(dǎo)設(shè)備的頻率分辨率δf≤300Hz。④瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍大。偵收跳頻信號(hào)時(shí)，要求偵察接收機(jī)具有大的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍，一般要求大于80dB。目前要實(shí)現(xiàn)這個(gè)要求困難比較大。⑤靈敏度高。一般要求偵察接收機(jī)靈敏度優(yōu)于－100dBm。對(duì)跳頻通信信號(hào)的偵察主要包括對(duì)跳頻信號(hào)的截獲、網(wǎng)臺(tái)分選、參數(shù)測(cè)量、信號(hào)解調(diào)等任務(wù)。經(jīng)過(guò)長(zhǎng)時(shí)間對(duì)跳頻信號(hào)對(duì)抗技術(shù)的研究，在信號(hào)截獲、網(wǎng)臺(tái)分選、參數(shù)測(cè)量方面已取得許多研究成果，有些成果已被應(yīng)用到偵察設(shè)備中。在跳頻信號(hào)解調(diào)方面，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)模擬話音調(diào)制的跳頻信號(hào)解調(diào)，但對(duì)數(shù)字調(diào)制的跳頻信號(hào)解調(diào)仍有待于進(jìn)一步研究。下面主要介紹對(duì)跳頻信號(hào)的截獲和網(wǎng)臺(tái)分選問(wèn)題。從理論上講，截獲跳頻通信信號(hào)的最佳接收機(jī)是匹配接收機(jī)，但是由于通信偵察系統(tǒng)通常缺乏對(duì)跳頻信號(hào)的先驗(yàn)知識(shí)，因此采用匹配接收機(jī)是不現(xiàn)實(shí)的，所以通信偵察對(duì)于跳頻通信信號(hào)的截獲和檢測(cè)都是盲檢測(cè)。此外，由于跳頻通信信號(hào)的載波頻率不斷快速跳變，并且其跳頻頻率集、駐留時(shí)間、調(diào)制方式等基本參數(shù)對(duì)于通信偵察而言都是未知的，因此截獲跳頻信號(hào)比定頻信號(hào)困難得多。從原理上講，截獲跳頻信號(hào)可以采用壓縮接收機(jī)、信道化接收機(jī)、聲光接收機(jī)、數(shù)字接收機(jī)和其他體制的接收機(jī)。

1.利用壓縮接收機(jī)檢測(cè)跳頻通信信號(hào)

利用壓縮接收機(jī)實(shí)現(xiàn)跳頻信號(hào)的檢測(cè)，是利用了壓縮接收機(jī)的測(cè)頻原理。壓縮接收機(jī)具有寬的瞬時(shí)帶寬和高的頻率分辨率，可以適應(yīng)快速跳頻信號(hào)的檢測(cè)。壓縮接收機(jī)可以提供跳頻信號(hào)的特征信息，如跳頻圖案、跳頻時(shí)間等信號(hào)的重要參數(shù)，它適合于低信噪比條件下的快速跳頻信號(hào)的檢測(cè)與參數(shù)估計(jì)。利用壓縮接收機(jī)檢測(cè)跳頻信號(hào)的原理框圖如圖8.4-1所示。圖8.4-1壓縮接收機(jī)檢測(cè)跳頻信號(hào)原理框圖跳頻通信信號(hào)為

s(t)=m(t)cos［2π(f0+hnΔf)t+θn］,n=0,1,2,…,N(8.4-1)式中,Δf為跳變頻率間隔;hn為跳頻碼;m(t)是信息序列;θn為初相。接收機(jī)的輸入為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.4-2)式中,n(t)為高斯白噪聲。本地Chirp掃頻本振產(chǎn)生周期掃描信號(hào)，在一個(gè)掃描周期T內(nèi)，它表示為(8.4-3)式中,μ是掃描速率，并且(8.4-4)

Chirp壓縮濾波器的脈沖響應(yīng)函數(shù)(T1<T)為(8.4-5)則混頻和壓縮濾波輸出的信號(hào)為(8.4-6)其中,t1=max(0,t－T1);t2=min(t,T)。當(dāng)考慮某一跳時(shí)，設(shè)輸入信號(hào)的持續(xù)時(shí)間h1≥T，可以將信號(hào)簡(jiǎn)化為

s(t)=Acos(ωit+θ)

(8.4-7)于是，相應(yīng)的壓縮濾波輸出信號(hào)為(8.4-8)其中,n′(t)是壓縮濾波器輸出噪聲。(8.4-9)其中，nc(t)和ns(t)是相互獨(dú)立的零均值高斯過(guò)程。經(jīng)包絡(luò)檢波后，信號(hào)分量的輸出包絡(luò)函數(shù)為(8.4-10)從式(8.4-10)中可看出，當(dāng)μt=ωi時(shí)，包絡(luò)函數(shù)e(t)取得最大值。這就表明，當(dāng)信號(hào)存在時(shí)，包絡(luò)檢波后的峰值出現(xiàn)的時(shí)刻即對(duì)應(yīng)著信號(hào)的中心頻率，通過(guò)提取峰值便可以獲得跳頻信號(hào)該跳的頻率。在檢測(cè)過(guò)程中，對(duì)壓縮濾波器輸出的信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)檢波，包絡(luò)檢波器輸出的采樣值與跳頻信號(hào)的某個(gè)頻率單元的幅度對(duì)應(yīng)，將采樣值與適當(dāng)?shù)拈T限比較，可以判斷是否存在信號(hào)。記錄有信號(hào)存在時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率、出現(xiàn)時(shí)間及駐留時(shí)間，連續(xù)檢測(cè)N個(gè)掃描周期T，信號(hào)的頻率點(diǎn)不斷跳變，可判斷跳頻信號(hào)是否存在，如頻率持續(xù)不變，則判斷為定頻信號(hào)。

2.利用相關(guān)檢測(cè)法檢測(cè)跳頻通信信號(hào)

自相關(guān)法檢測(cè)跳頻信號(hào)比基于能量檢測(cè)的方法性能有明顯的提高。其中可以利用單跳自相關(guān)技術(shù)作為預(yù)檢測(cè)處理器，檢測(cè)跳頻信號(hào)，具有較好的檢測(cè)性能。但是單跳自相關(guān)檢測(cè)需要假定已知信號(hào)的一些參數(shù)，而通信偵察中，通信偵察方對(duì)于跳頻信號(hào)的參數(shù)卻是未知的?；诙嗵韵嚓P(guān)技術(shù)MHAC(Multiple-HopeofAutoCorrelation)的跳頻信號(hào)檢測(cè)方法，不需要知道跳頻信號(hào)的功率、跳頻圖案、載波相位、跳變時(shí)刻、跳頻速率等參數(shù)，只需假定已知信號(hào)的跳頻帶寬，并且跳頻信號(hào)具有較大的處理增益，就可以實(shí)現(xiàn)跳頻信號(hào)的盲檢測(cè)。多跳自相關(guān)檢測(cè)系統(tǒng)利用寬帶接收機(jī)前端，其帶寬可以覆蓋整個(gè)跳頻帶寬WTH。對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化后，利用多跳自相關(guān)檢測(cè)器對(duì)跳頻信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。下面就討論多跳自相關(guān)檢測(cè)的基本原理。經(jīng)帶通濾波器后的信號(hào)可以表示為

x(t)=s(t)+n(t)

(8.4-11)其中,n(t)為窄帶高斯白噪聲，它可以表示為(8.4-12)其中,ωc帶通濾波器的中心角頻率;nc(t)和ns(t)是均值為0，單邊功率譜密度為N0/2的相互獨(dú)立的帶限高斯過(guò)程。s(t)是跳頻信號(hào)，可以表示為(8.4-13)其中,P是信號(hào)功率;fn和θn分別是第n跳的載頻和相位;TH是跳頻周期；αTH(0<α<1)代表跳變時(shí)刻，即第一跳相對(duì)于接收機(jī)觀測(cè)起始時(shí)間的偏移。其時(shí)頻關(guān)系如圖8.4-2所示。假設(shè)觀測(cè)信號(hào)的觀測(cè)時(shí)間為T，并且觀測(cè)時(shí)間遠(yuǎn)大于信號(hào)的跳頻周期，但小于跳頻信號(hào)的跳頻碼周期，則多跳自相關(guān)輸出為(8.4-14)圖8.4-2跳頻信號(hào)時(shí)頻示意圖其中,RSS(τ)是信號(hào)的自相關(guān)；RSN(τ)是信號(hào)與噪聲的互相關(guān)；RNN(τ)是噪聲的自相關(guān)。當(dāng)輸入信噪比遠(yuǎn)小于1的時(shí)候，RSN(τ)可以忽略不計(jì)。

RSS(τ)是信號(hào)的自相關(guān)，在τ<TH時(shí)，跳頻信號(hào)在一個(gè)跳頻間隔內(nèi)是相關(guān)的，其值非零。在跳頻增益和跳頻帶寬都很大的情況下，在觀測(cè)時(shí)間T內(nèi)，跳頻信號(hào)的頻率在相鄰幾個(gè)跳頻周期之間的是互不相同的，故當(dāng)τ>TH時(shí)，RSS(τ)≈0。當(dāng)τ≤TH時(shí)，有(8.4-15)其中,L是觀測(cè)時(shí)間T里所包含的完整的跳頻點(diǎn)個(gè)數(shù)，它與α、TH、T之間有如下的關(guān)系式(8.4-16)對(duì)于處理增益較大的情況，RNN(τ)可以表示為

RNN(τ)=RI(τ)cos(2πfct)+RQ(τ)sin(2πfct)

(8.4-17)其中RI(τ)=RII(τ)+RQQ(τ),RQ(τ)=RIQ(τ)+RQI(τ)

(8.4-18)

在整個(gè)觀測(cè)時(shí)間T內(nèi)，噪聲分量的自相關(guān)是一個(gè)離散序列，即(8.4-19)它包含了2G個(gè)零均值，獨(dú)立的近似高斯分布隨機(jī)變量。其方差可以表示為(8.4-20)圖8.4-2和圖8.4-3分別為跳頻信號(hào)及其自相關(guān)結(jié)果的示意圖。如圖8.4-2所示，信號(hào)的觀測(cè)時(shí)間T=8TH，包含L=7個(gè)完整的跳頻周期，觀測(cè)信號(hào)的第一跳和最后一跳的持續(xù)時(shí)間分別為αTH和(1－α)TH。該觀測(cè)信號(hào)的自相關(guān)運(yùn)算結(jié)果如圖8.4-3所示，從圖8.4-3和式(8.4-15)都可看出，該結(jié)果是由L+2個(gè)三角調(diào)幅的波形組成。其中L個(gè)具有相同的幅度變化規(guī)律并且僅與TH有關(guān)，第一項(xiàng)f0和最后一項(xiàng)f8幅度規(guī)律與其他不同，而且還跟α和TMH等有關(guān)。如果觀測(cè)時(shí)間內(nèi)包含完整的跳頻點(diǎn)數(shù)L很多，則相關(guān)值中第一項(xiàng)和最后一項(xiàng)的結(jié)果可作為噪聲考慮忽略不記。圖8.4-3跳頻信號(hào)多跳自相關(guān)值圖對(duì)得到的R(τ)在自相關(guān)域以1/WTH的速率進(jìn)行功率采樣，在觀測(cè)時(shí)間T里可得到TWTH個(gè)樣本，第k個(gè)功率采樣值表示為Pk=R2(τk)。對(duì)該采樣值進(jìn)行低通濾波，在低通濾波帶寬小于跳頻信號(hào)的跳頻頻率間隔時(shí)，忽略自相關(guān)值平方引起的二次諧波分量和其他頻率交叉分量值。當(dāng)τ≤TH時(shí)，有(8.4-21)根據(jù)式(8.4-21)，可得功率采樣值的均值和方差分別為(8.4-22)(8.4-23)利用所得到的前λG個(gè)功率采樣值，可以構(gòu)造多跳功率和估計(jì)為(8.4-24)根據(jù)中心極限定理，可以證明，當(dāng)λ<η(η=TH/T)，并且λ<0.1時(shí)，估計(jì)量近似滿足高斯分布，其均值為

E{y}=q(λ,G,N0,WTH)+GS2M(α,λ,η)

(8.4-25)其方差可近似表示如下(8.4-26)其中,(8.4-27)是由噪聲引起的分量，而(8.4-28)(8.4-29)只跟信號(hào)有關(guān)。在二元假設(shè)檢驗(yàn)情況下：(8.4-30)對(duì)輸入信號(hào)作自相關(guān)處理并進(jìn)行功率采樣得到的統(tǒng)計(jì)量y，在兩種情況下的概率統(tǒng)計(jì)分布是不同的，對(duì)該統(tǒng)計(jì)量作歸一化，y0同樣也滿足高斯分布。當(dāng)無(wú)信號(hào)存在時(shí)，其均值和方差分別為(8.4-31)當(dāng)有信號(hào)存在時(shí)，其均值和方差分別為(8.4-32)上面結(jié)果是已知跳頻帶寬，輸入信噪比γin=S/(N0WTH)<<1，滿足η<<1，G>>1，λ≤η的條件下得到的。當(dāng)處理增益很大時(shí)，觀測(cè)時(shí)間內(nèi)包含的跳頻個(gè)數(shù)比較多的情況下，以上假設(shè)是合理的。在得到了兩種假設(shè)情況下不同的統(tǒng)計(jì)量分布特性以后，根據(jù)一定的判決規(guī)則，設(shè)計(jì)出合理的判決門限，從而將觀測(cè)結(jié)果的一次樣本值與此門限比較即可決定信號(hào)的有無(wú)。根據(jù)上面的分析，可以給出采用MHAC技術(shù)的跳頻信號(hào)檢測(cè)系統(tǒng)框圖，如圖8.4-4所示。通過(guò)對(duì)觀測(cè)信號(hào)作自相關(guān)，進(jìn)行功率采樣，得到統(tǒng)計(jì)量y，并與判決門限比較，以確定信號(hào)的有無(wú)，這個(gè)過(guò)程中不需知道任何跳頻信號(hào)的參數(shù)(包括跳頻率)。但是相關(guān)函數(shù)計(jì)算、檢測(cè)和判決過(guò)程都與參數(shù)λ的值有關(guān)，而λ值的選取與跳頻周期TH有關(guān)。因此多跳自相關(guān)技術(shù)作為跳頻信號(hào)盲檢測(cè)的方法，雖然不需要知道跳頻周期，但是其檢測(cè)性能卻與跳頻周期有關(guān)，因?yàn)闄z測(cè)器的參數(shù)λ與信號(hào)跳頻周期有關(guān)。一般而言，當(dāng)λ∈［0.3η,0.7η］(η=TH/T)時(shí)，可以得到較好的檢測(cè)效果。圖8.4-4多跳自相關(guān)檢測(cè)系統(tǒng)原理框圖

3.利用數(shù)字接收機(jī)檢測(cè)跳頻通信信號(hào)

數(shù)字軟件無(wú)線電理論和高速信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，對(duì)跳頻信號(hào)偵察的數(shù)字接收技術(shù)的發(fā)展發(fā)揮了重要作用。適合于跳頻信號(hào)檢測(cè)的數(shù)字接收機(jī)有寬帶數(shù)字接收機(jī)、數(shù)字信道化接收機(jī)等，本節(jié)主要討論利用數(shù)字信道化接收機(jī)檢測(cè)跳頻信號(hào)。信道化接收機(jī)的瞬時(shí)頻率覆蓋范圍大于跳頻信號(hào)帶寬，它的多個(gè)頻率窗口(信道)同時(shí)工作，這些頻率窗口的總和覆蓋了跳頻信號(hào)的頻率范圍。信道化可以直接利用微波濾波器組在微波頻段實(shí)現(xiàn)，也可以把信號(hào)變到中頻后利用中頻濾波器組實(shí)現(xiàn)。信道化接收機(jī)具有大動(dòng)態(tài)范圍、高增益、低噪聲、窄帶性能好、測(cè)量細(xì)致準(zhǔn)確、具有分選功能等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)又克服了窄帶接收機(jī)瞬時(shí)測(cè)頻范圍小的缺點(diǎn)。數(shù)字信道化接收機(jī)是將接收信號(hào)通過(guò)一組濾波器(稱為信道化濾波器)均勻分成D個(gè)子頻帶輸出，再將各個(gè)子頻帶的信號(hào)搬移到基帶，進(jìn)行降速抽取后進(jìn)行DFT變換，就得到信道化濾波輸出。對(duì)信道化濾波輸出進(jìn)行檢測(cè)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)跳頻通信信號(hào)的檢測(cè)。數(shù)字信道化接收機(jī)的基本原理請(qǐng)參考2.6.3節(jié)。這里只討論針對(duì)跳頻信號(hào)檢測(cè)的一些問(wèn)題。設(shè)數(shù)字信道化接收機(jī)有D個(gè)信道濾波器，信道間隔為Bch，則其瞬時(shí)帶寬為B=DBch。如果其瞬時(shí)帶寬大于跳頻帶寬WTH，即滿足條件B≥WTH時(shí)，則跳頻信號(hào)的某跳的信號(hào)總會(huì)落入信道化濾波器組的某個(gè)信道濾波器k中，并且該濾波器k輸出最大，其他信道濾波器無(wú)信號(hào)輸出。根據(jù)這種特點(diǎn)，只需要對(duì)所有的D個(gè)信道濾波器的輸出進(jìn)行檢測(cè)，具有最大輸出的信道與跳頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率相對(duì)應(yīng)。數(shù)字信道化濾波器的輸出通常是一個(gè)復(fù)信號(hào)序列，即x(k,m)=xI(k,m)cos(ωkm+θk)+jxQ(k,m)sin(ωkm+θk)+n(k,m)

(8.4-33)

其中k=1,2,…,D是信道序號(hào);m=0,1,2,…,N－1是信道濾波器輸出序列下標(biāo)。n(k,m)是第k個(gè)信道濾波器的輸出噪聲

n(k,m)=nI(k,m)cos(ωkm+θk)+jnQ(k,m)sin(ωkm+θk)

(8.4-34)對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)檢波，得到(8.4-35)對(duì)k=1,2,…,D個(gè)信道的包絡(luò)檢波輸出幅度進(jìn)行比較，其中最大輸出的信道作為跳頻信號(hào)的當(dāng)前跳頻頻率值。信道化技術(shù)具有瞬時(shí)測(cè)頻能力，同時(shí)其輸出信號(hào)是時(shí)域信號(hào)，因此保留了信號(hào)的全部信息，對(duì)后續(xù)的信號(hào)分析特別是信號(hào)的解調(diào)分析十分有利。而壓縮接收機(jī)和相關(guān)檢測(cè)方法的輸出是非時(shí)域信號(hào)，因此難以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的直接解調(diào)。所以信道化檢測(cè)方法具有更好的應(yīng)用前景。8.4.2跳頻通信信號(hào)分析技術(shù)

1.跳頻信號(hào)的基本特征參數(shù)

每個(gè)跳頻通信網(wǎng)臺(tái)特有的基本特征參數(shù)包括：

(1)跳頻速率：跳頻信號(hào)在單位時(shí)間內(nèi)的跳頻次數(shù)。

(2)駐留時(shí)間：跳頻信號(hào)在一個(gè)頻點(diǎn)停留的時(shí)間，其倒數(shù)是跳頻速率，它和跳頻圖案直接決定了跳頻系統(tǒng)的很多技術(shù)特征。

(3)頻率集：跳頻電臺(tái)所使用的所有頻率的集合構(gòu)成跳頻通信網(wǎng)臺(tái)的頻率集，其完整的跳頻順序構(gòu)成跳頻圖案。這些頻率的集合稱為頻率集，集合的大小稱為跳頻數(shù)目(信道數(shù)目)。

(4)跳頻范圍：又稱為跳頻帶寬，表明跳頻電臺(tái)的工作頻率范圍。

(5)跳頻間隔：跳頻電臺(tái)工作頻率之間的最小間隔，或稱頻道間隔，通常其他的頻率差是跳頻間隔的整數(shù)倍。上述參數(shù)中的跳頻范圍、跳頻間隔、跳頻圖案、跳頻速率是跳頻通信網(wǎng)臺(tái)的“指紋”參數(shù)，是通信偵察系統(tǒng)進(jìn)行信號(hào)分選的基礎(chǔ)。

2.跳頻信號(hào)參數(shù)估計(jì)

跳頻信號(hào)參數(shù)的估計(jì)，包括估計(jì)信號(hào)的跳變周期(即跳頻速率)、跳變時(shí)刻、跳頻的頻率等參數(shù)。跳頻信號(hào)由于其頻率是時(shí)變的，故而它是一個(gè)非平穩(wěn)的信號(hào)，由于考慮到其非平穩(wěn)性，采用時(shí)頻分析方法如WVD和短時(shí)傅立葉變換(STFT)對(duì)其進(jìn)行分析，實(shí)現(xiàn)對(duì)其參數(shù)的估計(jì)。下面討論利用STFT實(shí)現(xiàn)跳頻信號(hào)參數(shù)的估計(jì)。STFT也稱為加窗傅立葉變換，如果設(shè)定一個(gè)時(shí)間寬度很短的窗函數(shù)w(t)，并讓該窗函數(shù)沿著時(shí)間軸滑動(dòng)，則信號(hào)x(t)的短時(shí)傅立葉變換定義為(8.4-36)從式中可以發(fā)現(xiàn)，由于窗函數(shù)的時(shí)移性能，使短時(shí)傅立葉變換具有既是時(shí)間函數(shù)又是頻率函數(shù)的局域特性，而對(duì)于某一時(shí)刻t，其STFT可視為該時(shí)刻的“局部頻譜”。它通過(guò)分析窗得到二維的時(shí)頻分布。上面給出的是連續(xù)短時(shí)傅立葉變換，在實(shí)際應(yīng)用中，經(jīng)常使用的離散STFT。其時(shí)間和頻率都離散化，設(shè)時(shí)間變量的采樣周期為T,頻率變量的采樣周期為F，x(n)為離散信號(hào)，則STFT的離散化形式為：(8.4-37)對(duì)觀測(cè)信號(hào)采樣后得長(zhǎng)度為N的序列x(n),n=0,1,2,…,N－1，采樣頻率為fs，STFT估計(jì)跳頻信號(hào)的參數(shù)的步驟如下：

(1)對(duì)信號(hào)x(n)進(jìn)行STFT變換，得到x(n)的時(shí)頻圖STFT(m,n)。(2)計(jì)算STFT(m,n)在每個(gè)時(shí)刻m的最大值，得到矢量y(m)。(3)用傅立葉變換(FFT)估計(jì)y(m)的周期，得到跳頻周期的估計(jì)值。

(4)求出y(m)出現(xiàn)峰值的位置，得到峰值位置序列p(m),m=1,2,…,p，p為峰值的個(gè)數(shù)，可以求得第一跳頻的跳變時(shí)刻。(5)估計(jì)接收到的跳頻信號(hào)第一跳的跳變時(shí)刻。首先求出第一個(gè)峰值出現(xiàn)的平均位置為(8.4-38)跳頻時(shí)刻可由下式求出(8.4-39)

(6)利用得到的，可以求出觀測(cè)間隔N內(nèi)包含的完整跳頻點(diǎn)個(gè)數(shù)為其中［·］代表取整。(8.4-40)

(7)估計(jì)觀測(cè)信號(hào)內(nèi)包含的跳頻頻率，得到跳頻圖案：由以上步驟可知，在未知跳頻信號(hào)任何先驗(yàn)信息的情況下，通過(guò)對(duì)時(shí)域信號(hào)進(jìn)行STFT變換求得跳頻信號(hào)的有關(guān)參數(shù)，實(shí)現(xiàn)對(duì)跳頻信號(hào)參數(shù)的估計(jì)。

Wigner-Ville分布(WVD)也是一種常用的時(shí)頻分析方法，其中利用經(jīng)過(guò)時(shí)域和頻域兩次平滑所得到的平滑偽WVD(SPWVD)可以有效地抑制交叉干擾項(xiàng)。使用SPWVD代替WVD和偽WVD(PWVD)來(lái)估計(jì)跳頻參數(shù)，也有較好的效果。其具體過(guò)程與采用STFT的方法類似,其主要差別是利用SPWVD得到跳頻信號(hào)的時(shí)頻分布,之后的過(guò)程完全類似。因此,這里不再贅述。(8.4-41)

3.跳頻信號(hào)解跳和解調(diào)技術(shù)

跳頻解跳和解調(diào)技術(shù)是對(duì)跳頻信號(hào)的解擴(kuò)與信息恢復(fù)過(guò)程，包括解跳和解調(diào)兩部分內(nèi)容。對(duì)于模擬制跳頻信號(hào)，偵收后可直接解調(diào)出音頻信息。但目前廣泛使用的都是數(shù)字跳頻設(shè)備，即使偵收并截獲到跳頻信號(hào)，也無(wú)法直接解調(diào)，必須先對(duì)跳頻信號(hào)解跳(解擴(kuò))，還原調(diào)制的基帶信息，然后再對(duì)基帶信息進(jìn)行解調(diào)。

1)跳頻信號(hào)解跳為了對(duì)跳頻信號(hào)進(jìn)行解跳，首先需要進(jìn)行網(wǎng)臺(tái)分選以提供跳頻網(wǎng)頻率集。該頻率集的主要作用是為解跳引導(dǎo)程序提供檢測(cè)跳頻信號(hào)的頻率范圍，提高解跳引導(dǎo)的效率。當(dāng)解跳引導(dǎo)程序發(fā)現(xiàn)跳頻信號(hào)后，由解跳拼接設(shè)備完成解跳功能，按照信號(hào)到達(dá)時(shí)間的先后順序串接起來(lái)，將跳頻信號(hào)搬移到基帶，形成基帶信息，便完成了對(duì)跳頻信號(hào)的解跳工作。對(duì)于頻率自適應(yīng)跳頻信號(hào)解跳，跳頻引導(dǎo)程序不但要檢測(cè)已知的頻率點(diǎn)，而且要檢測(cè)其他的頻率點(diǎn)，以期快速發(fā)現(xiàn)跳頻信號(hào)頻率的改變。因此，對(duì)頻率自適應(yīng)跳頻信號(hào)的解跳引導(dǎo)程序除了能在已知的頻率集中檢測(cè)跳頻信號(hào)外，還必須具有在特定頻段的重點(diǎn)信道內(nèi)搜索跳頻信號(hào)的能力。

2)跳頻信號(hào)解調(diào)在對(duì)跳頻信號(hào)解跳后，當(dāng)已知該基帶跳頻信號(hào)的調(diào)制樣式時(shí)，可對(duì)其實(shí)現(xiàn)解調(diào)；當(dāng)未知跳頻信號(hào)調(diào)制樣式時(shí)，還需要先對(duì)其進(jìn)行調(diào)制樣式識(shí)別，在搞清跳頻信號(hào)調(diào)制樣式的基礎(chǔ)上，按照對(duì)常規(guī)定頻信號(hào)的解調(diào)方式解調(diào)并恢復(fù)出跳頻信號(hào)調(diào)制信息。跳頻信號(hào)常用的調(diào)制樣式不多，主要有SSB、FSK、PSK等，對(duì)調(diào)制樣式的識(shí)別相對(duì)容易。跳頻解調(diào)的主要問(wèn)題是如何降低誤碼率。由于網(wǎng)臺(tái)分選可能會(huì)存在錯(cuò)誤，解跳過(guò)程可能會(huì)出現(xiàn)誤判誤引導(dǎo)，引導(dǎo)過(guò)程可能會(huì)出現(xiàn)信息遺失，因此，必須采取措施解決解調(diào)誤碼率的問(wèn)題。

4.跳頻網(wǎng)臺(tái)分選

在實(shí)際的通信對(duì)抗環(huán)境中，電磁環(huán)境十分復(fù)雜，密集的定頻信號(hào)、噪聲信號(hào)、外界干擾信號(hào)、各種突發(fā)信號(hào)以及多個(gè)跳頻網(wǎng)臺(tái)的跳頻信號(hào)交織在一起，使得偵察接收機(jī)對(duì)跳頻信號(hào)的檢測(cè)和分選變得十分艱難。跳頻網(wǎng)臺(tái)分選的目的就是在這樣復(fù)雜的電磁環(huán)境下，在剔除定頻信號(hào)、隨機(jī)噪聲信號(hào)、突發(fā)信號(hào)，檢測(cè)出跳頻信號(hào)的基礎(chǔ)上，將交織混合在一起的不同跳頻網(wǎng)臺(tái)的跳頻信號(hào)分選出來(lái)，完成跳頻網(wǎng)臺(tái)的分選。

1)跳頻網(wǎng)臺(tái)的組網(wǎng)方式跳頻通信電臺(tái)的組網(wǎng)，主要包括頻分組網(wǎng)和碼分組網(wǎng)兩大類。

(1)頻分組網(wǎng)：與常規(guī)通信設(shè)備頻分組網(wǎng)類似，不同的跳頻網(wǎng)絡(luò)使用不同的跳頻頻率。常用的實(shí)現(xiàn)方法有兩種：①將工作頻段劃分為多個(gè)分頻段，不同的跳頻網(wǎng)絡(luò)工作在不同的分頻段；②在全頻段內(nèi)選取頻率，但各跳頻網(wǎng)絡(luò)的跳頻頻率表彼此沒(méi)有相同的頻率。

(2)碼分組網(wǎng)：所有跳頻網(wǎng)絡(luò)在相同的跳頻頻率表上跳頻，不同的跳頻網(wǎng)絡(luò)使用不同的跳頻序列，依靠跳頻序列的正交性或準(zhǔn)正交性來(lái)區(qū)分不同的跳頻網(wǎng)絡(luò)。在實(shí)際應(yīng)用中，通常將頻分組網(wǎng)和碼分組網(wǎng)結(jié)合使用，首先在可用的工作頻段上按照頻分組網(wǎng)方式編制出多個(gè)跳頻頻率表，將跳頻網(wǎng)絡(luò)數(shù)量基本均分在各跳頻頻率表上，然后在各跳頻頻率表上進(jìn)行跳頻碼分組網(wǎng)。根據(jù)是否具有統(tǒng)一的時(shí)間基準(zhǔn)，跳頻碼分組網(wǎng)方式可分為同步組網(wǎng)和異步組網(wǎng)。同步組網(wǎng)時(shí)，各跳頻網(wǎng)絡(luò)具有統(tǒng)一的時(shí)間基準(zhǔn)，此時(shí)，跳頻序列的設(shè)計(jì)一般不考慮在各種時(shí)間延時(shí)下的漢明自相關(guān)和漢明互相關(guān)性能。異步組網(wǎng)時(shí)，各跳頻網(wǎng)絡(luò)沒(méi)有統(tǒng)一的時(shí)間基準(zhǔn)，此時(shí)，跳頻序列的設(shè)計(jì)必須考慮在各種時(shí)延下的漢明相關(guān)和漢明互相關(guān)性能。根據(jù)跳頻序列的漢明相關(guān)性能，跳頻碼分組網(wǎng)方式可分為正交組網(wǎng)和非正交組網(wǎng)。非正交組網(wǎng)時(shí)，任意兩個(gè)跳頻網(wǎng)絡(luò)可能在同一時(shí)間跳變到同一頻率上。因此可能存在相互干擾。正交組網(wǎng)時(shí)，任意兩個(gè)跳頻網(wǎng)絡(luò)通常不可能在同一時(shí)間跳變到同一頻率上，不存在相互干擾。只有在各跳頻網(wǎng)絡(luò)具有統(tǒng)一的時(shí)間基準(zhǔn)時(shí)才能實(shí)現(xiàn)正