模擬集成電路設(shè)計 課件 第3章 單級放大器

魏廷存/2018年1

第3章單級放大器23.1基本電流鏡3.2共源極放大器3.3共漏極放大器（源跟隨器）3.4共柵極放大器3.5共源共柵電流鏡3.6共源共柵放大器3.7放大器的頻率特性

第3章單級放大器3

單級放大器的特性直流或低頻增益（DCGain）頻率特性（單位增益帶寬）動態(tài)響應速度（Slewrate，Settlingtime）功耗、電源電壓（低功耗、低電壓供電）輸入電壓范圍輸出電壓擺幅（無失真放大范圍）輸入/輸出電阻信噪比（S/N）

以上特性大部分互相制約，要根據(jù)實際應用場合進行折衷選擇或優(yōu)化設(shè)計。4

單級放大器的分析流程電路結(jié)構(gòu)及工作原理，直流偏置大信號特性分析，輸入電壓范圍，輸出電壓擺幅小信號特性分析，電壓放大倍數(shù)，輸入/輸出電阻其它特性分析，優(yōu)缺點分析頻率特性分析，帶寬，相位裕度，動態(tài)特性5

3.1基本電流鏡（Currentmirror）如果M1與M2均工作在飽和區(qū)，Iout與IREF的比值由M1與M2的尺寸比率決定，不受工藝誤差、電源電壓和溫度（PVT）變化的影響（理想情況）M1始終工作在飽和區(qū)（由于Vds1=Vgs1，

所以Vds1>Vgs1-Vth，或者，由于Vgd=0，Vgd<Vth），同時Vds1(Vds1=Vgs1=Vgs2)為M1和M2提供直流偏置電壓。（飽和區(qū)，理想情況）Vgs1=Vgs2Vds1=Vgs16

基本電流鏡的誤差（溝道長度調(diào)制引起）

由于一般情況下Vds2≠Vds1，輸出電流出現(xiàn)偏差。且λ愈大，電流誤差愈大。因此為了提高電流源的精度，通常使用L尺寸較大的管子形成電流鏡（λ∝1/L）。為了進一步減小溝道長度調(diào)制的影響，可采用后面介紹的共源共柵電流鏡。7M1與M2的Vth不同（例如柵氧化層的厚度不同、有源區(qū)擴散濃度不同）M1與M2的尺寸誤差（制造工藝引起的幾何尺寸失配）提高電流源精度的其它措施:在電流鏡的版圖設(shè)計中，M1與M2的結(jié)構(gòu)應盡可能保持對稱且緊靠在一起配置，以保證較小的Vth偏差。盡可能將管子的W和L取大一些，以減小尺寸失配誤差的影響。在CMOS制造過程中存在源/漏區(qū)的橫向擴散現(xiàn)象，即Leff=Ldrawn-2LD，由于源/漏區(qū)的橫向擴散長度LD是與工藝相關(guān)的某一常數(shù)，與柵長設(shè)計值Ldrawn無關(guān)，因此，如果將Ldrawn加倍，但Leff并不能相應加倍。為了消除這種誤差，電流鏡中的所有CMOS管通常都采用相同的柵長L，而輸出電流的調(diào)節(jié)只能通過調(diào)節(jié)管子的柵寬W來實現(xiàn)。

基本電流鏡的誤差（其它原因引起）8

多路輸出電流鏡9

多路輸出電流鏡（輸出電流導向）SinkcurrentSourcecurrent10

基本電流鏡的輸出電阻（小信號特性）

基本電流鏡在放大器中的應用(具有很大的小信號電阻rout)：1）提供恒定的直流偏置電流；2）作為放大器的有源負載使用，具有很大的小信號電阻。小信號交流等效電路11基本電流鏡的小信號等效電路（NMOS）vgs2=012

3.2共源極放大器源極端交流接地（輸入、輸出信號的公共端）無源電阻負載NMOS無源電阻負載13

共源極放大器的輸入-輸出特性（大信號特性）截止區(qū)（Vin<VTH）線性區(qū)（Vin>Vout+VTH）飽和區(qū)（VTH<Vin<Vout+VTH

）

靜態(tài)偏置電壓Vin0不同，放大管工作在不同的區(qū)域，作為放大器應保證工作在飽和區(qū)。VinVoutQ14

小信號電壓放大原理（在飽和區(qū)，電阻負載）電壓放大的原理：輸入電壓Vin小的變化引起輸出電壓Vout大的變化。15共源極放大器的交流小信號特性（飽和區(qū)）16

無源電阻負載放大器的優(yōu)缺點無源電阻負載（直流電阻與交流電阻相同）的缺點：電壓放大倍數(shù)Av=-gm(RD//rds)

為了增大Av→增大RD→限制輸出電壓的擺幅（放大管進入線性區(qū)）CMOS工藝條件下制作大電阻（數(shù)百KΩ）會占用較大芯片面積；增加靜態(tài)（直流）功耗（Ids2×RD）無源電阻負載的優(yōu)點（與有源電阻負載相比）：

寄生電容和噪聲電壓較小，適應于低增益高頻放大器（例如RF電路中）。17

共源極放大器（電流鏡作為有源負載）NMOS放大管PMOS放大管Activeload的作用:

提供恒定的直流偏置電流和很大的小信號等效電阻rds2，并且消耗較小的電壓余度（直流電阻小，交流電阻大）。Activeload18

共源極放大器的大信號特性NMOS放大管1）當Vin<Vth1時，M1截止，其漏極電流為零，M2處于深度線性區(qū)，其漏-源電壓Vds2接近于零，此時Vout≈VDD

2）當Vin>Vth1時，M1和M2都進入飽和區(qū)，漏極電流基本保持恒定（電流鏡的作用），隨著Vin增加Vout逐漸減小

（反相）3）當Vin>Vout+Vth1（或Vout<Vin-Vth1）時，M1進入線性區(qū)（跨導gm1減?。?/p>

輸出電壓Vout的下限是M1的過驅(qū)動電壓（Vin-Vth1），而輸出電壓的上限是VDD減去M2的過驅(qū)動電壓（|VGS2–Vth2|），因此，輸出電壓的擺幅是電源電壓減去兩個過驅(qū)動電壓，即：Vin-Vth1<Vout<VDD-|VGS2–Vth2|

19

Ids=0

時CMOS管的兩種工作狀態(tài)20

輸出電壓的擺幅為了保證M1與M2均工作在飽和區(qū)，輸出電壓被限制在以下范圍：

Veff1(=Vin-Vth1)<Vout<VDD-|Veff2|給輸入電壓Vin設(shè)置合適的直流偏置電壓（合適的靜態(tài)工作點），通常取過驅(qū)動電壓為：Veff=0.2~0.3V（太小會進入弱反型區(qū)）。第2章中指出：在漏極電流確定的前提下，增加W/L并相應減小過驅(qū)動電壓可使跨導gm增大。21

電流鏡作為有源負載時的小信號電壓放大原理注意與電阻負載的放大原理不同：

如果M1和M2均被偏置在飽和區(qū)，由于電流鏡的作用，M1中的漏極電流為常數(shù)，輸入電壓是如何被放大？由M1的電流表達式可知，如果ID1為常數(shù)，則Vin↑→Vout↓，即電壓被放大（注意,Vin在平方項，而Vout是一次項，故電壓被放大）（見下頁）。rds2=∞r(nóng)ds2≠∞Activeload22

電流鏡作為有源負載時的放大原理有源負載的輸出電阻不為無窮大時，電壓放大倍數(shù)將減小。1）如果放大管M1和有源負載M2的輸出電阻均為無窮大，電壓放大倍數(shù)如何？

—只取決于放大器的外接負載大小，無負載時輸出電壓不確定。2）輸出端加入電阻負載RL后，電壓放大倍數(shù)會如何變化？—減小23

電壓放大倍數(shù)（飽和區(qū)）討論電壓增益：數(shù)值例：分析：小信號電流分析法:Δv

→Δi→Δv基于小信號等效電路的直觀分析法。當輸入電壓變化Δvin時，放大管M1的漏極電流變化Δi=gm1×Δvin，Δi流入M1和M2的并聯(lián)電阻(rds1//rds2)，產(chǎn)生輸出電壓Δvout。24

電壓放大倍數(shù)（飽和區(qū)）討論

本征增益：

但是，W1L1↑→Cgs1↑→頻率特性變差。為了提高放大倍數(shù)，可適當減小偏置電流ID（受到放大器的速度和噪聲要求的限制）。有源負載電阻：（在偏置電流ID和W2不變的情況下，L2

↑→|Vgs2-Vth2|↑→|Veff2|min↑）結(jié)論:在ID確定的情況下，適當增大管子的尺寸（保持寬長比W/L不變），可提高電壓增益。缺點是寄生電容增大，頻率特性變差。25

電阻負載與電流鏡有源負載的比較Vdd*電流鏡有源負載的等效電阻隨Vin變化:

線性區(qū)（小電阻，接近于0）飽和區(qū)（大電阻）線性區(qū)飽和區(qū)Q26共源放大器的設(shè)計方法和流程確定Ids（根據(jù)速度（SR）、功耗或噪聲特性要求）確定M1和M2的Vgs(Vgs=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V)確定M1和M2的寬長比W/L:確定M1和M2的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=寬長比×L仿真驗證（可同時增大W和L，保持W/L不變，可提高增益）27

反相器放大器（推挽放大器）線性放大區(qū)域*為了使M1和M2均工作在飽和區(qū)，必須給Vin設(shè)置合適的靜態(tài)偏置電壓。28

反相器放大器（推挽放大器）為了使M2處于飽和區(qū)：Vout<Vin+|VTH2|為了使M1處于飽和區(qū)：Vout>Vin-VTH1

M1和M2均工作在飽和區(qū)時的電壓放大倍數(shù)（NMOS與PMOS同時起放大作用）:較單級NMOS或PMOS共源放大器增益大

如果將放大器的靜態(tài)工作點設(shè)置在Vin=Vdd/2，則可獲得最大電壓增益和最大輸出動態(tài)范圍。例如用在ADC的比較器中(將輸入和輸出瞬間短路使Vin=Vdd/2)。缺點：與共源放大器相比，輸入電壓范圍和輸出擺幅較?。ň扔趦蓚€閾值電壓之和：VTH1+|VTH2|

）。Q29

3.3共漏極放大器（源極跟隨器/Sourcefollower）NMOS放大管Drain端交流接地ActiveloadActiveload的作用:

提供恒定的直流偏置電流和很大的小信號等效電阻rds2，并且消耗較小的電壓余度（直流電阻小，交流電阻大）。30

源極跟隨器的大信號特性當Vin<VTH1+Veff2時，M1處于截止區(qū)，ID1=0，M2處于深度線性區(qū)，Vout=0。當Vin>VTH1+Veff2時，M1和M2都進入飽和區(qū)，由于電流鏡的作用，漏極電流基本保持恒定。如果忽略M1的溝道長度調(diào)制效應和體效應（VTH1隨Vout變化），則M1的漏極電流可表示為:

Vout隨Vin線性增加，但其差值始終保持為VTH1+Veff1。因此，源極跟隨器的輸入和輸出電壓之間產(chǎn)生直流電平位移，Vout=Vin-(VTH1+Veff1)。由于Vin<VDD（最大工作電壓），M1始終工作在飽和區(qū)(Vgd≤0)，不會進入線性區(qū)。

31

源極跟隨器的大信號特性源極跟隨器的輸入電壓范圍是：輸出電壓范圍是：

其中輸出電壓的下限受M2的過驅(qū)動電壓Veff2限制。

32

電流鏡有源負載時的小信號等效電路電壓增益:（接近于1但小于1）

數(shù)值例:

≈≈

源極跟隨器的電壓增益接近于單位增益(正值)，說明源極輸出電壓跟隨輸入電壓變化，這就是“源極跟隨器”名稱的由來。

33

電流鏡有源負載時的小信號輸出電阻輸出電阻:（?。?shù)值例:34

Sourcefollower的特性分析1）體效應的影響

2）源極跟隨器的特點具有很高的輸入電阻和較低的輸出電阻，故在電路中通常作為電壓緩沖器（buffer）來使用，驅(qū)動低阻負載；電壓放大倍數(shù)接近于1而小于1，且輸入-輸出特性具有一定的非線性（主要由體效應引起:Vout變化→Vsb

→gs1→

Av變化）。

gs1是導致Av偏離1的主要原因，但gs1減小了輸出電阻rout。

35消除體效應的Sourcefollower（NMOS放大管）優(yōu)點：Av增加，更接近于1消除了由體效應所引起的輸入-輸出非線性現(xiàn)象缺點：導致工藝及版圖復雜化（需要雙阱工藝：Psub/n-well/p-well），一般CMOS工藝不支持（NMOS具有同一p型襯底，且接地）。36消除體效應的Sourcefollower（PMOS放大管）優(yōu)點：

M1，M2—由兩個分離的獨立n-well實現(xiàn)，以消除M1的體效應。工藝實現(xiàn)簡單。缺點：與NMOS相比，輸出電阻略高。這是由于PMOS的空穴遷移率低，

μp=(0.25~0.5)μn，對于相同的器件尺寸和偏置電流，跨導gm變小，導致源極跟隨器的輸出電阻rout略微增大。37

源極跟隨器的應用

如果在共源放大器與低阻抗負載之間插入源極跟隨器，則可以起到隔離低阻抗負載的作用，使總的電壓增益保持近似不變。源極跟隨器的輸出電阻愈小，其電壓損失也愈小，總的電壓增益就愈大。理想情況下，如果源極跟隨器的輸入電阻為無窮大，輸出電阻為零，電壓增益為1，則共源放大器的輸出電壓可以無損耗地傳輸?shù)捷敵龆耍ɡ?，Spice模型中的E器件）。電壓緩沖器E器件38

源極跟隨器的應用

如果在共源放大器的輸出端直接接大電容負載CL，由于共源放大器的輸出電阻rout較大，則輸出端產(chǎn)生的極點頻率非常小（ω=1/(rout×CL)，主極點）。如果在共源放大器與大電容負載之間插入源極跟隨器，則由于源極跟隨器的輸出電阻很小，使得輸出端的極點頻率增大，有利于擴展放大器的帶寬。電壓緩沖器39源極跟隨器的設(shè)計方法和流程確定Ids1,2（根據(jù)速度（SR）、功耗或噪聲特性要求）確定M1和M2的Vgs（Vgs

=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V）確定M1和M2的寬長比W/L:確定M1和M2的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=寬長比×L仿真驗證（可同時增大W和L，但保持W/L不變，可使電壓增益更接近于1）40

3.4

共柵極放大器特點：具有較低的輸入電阻，通常與共源極電路組合形成共源共柵電路。Gate端交流接地

ActiveloadNMOS放大管41

共柵極放大器的大信號分析1）當

時，，M1截止，M2處于深度線性區(qū)，

2）當時，假定M1和M2都進入飽和區(qū)，此時漏極電流ID1為

42

共柵極放大器的大信號分析由于電流鏡的作用，漏極電流為恒定值（忽略M2的溝道長度調(diào)制效應）。由上式可知，隨著Vin減小，Vout相應降低。3）當（Vds1<Vgs1-VTH1）時，M1進入線性區(qū)

為了使M1和M2都工作在飽和區(qū)，輸出電壓的下限是：而上限則是VDD減去M2的過驅(qū)動電壓，即:

因此，輸出電壓Vout的范圍（最大擺幅）是：由于Vb=VGS1+Vin=VTH1+Veff1+Vin，當Vin的范圍確定以后，可根據(jù)此式確定Vb的大小。43

共柵極放大器的小信號特性流過rds1的電流為:，因此，電壓增益為：44

共柵極放大器的小信號特性電壓增益可近似為：通常情況下，由于由上式可知，電壓增益是正值，即輸入電壓與輸出電壓同相位。共柵放大器的電壓增益與共源放大器接近，但是由于存在體效應，共柵放大器的電壓增益略高一些。

體效應使共柵放大器的電壓增益提高的原因，可由下式分析而得：

基于小信號模型的等效電路分析結(jié)果與管子的實際物理效應完全一致！45

共柵極放大器的輸入電阻流過rds1的電流為:因此，輸入電阻：

共柵極放大器的輸入電阻較低。另外，體效應減小了輸入電阻，這是由于輸入電壓的變化引起M1的閾值電壓變化的緣故。

輸出電阻：

46共柵極放大器的電壓放大倍數(shù)(考慮信號源內(nèi)阻)電壓放大倍數(shù)：

輸入信號源的內(nèi)阻會導致共柵極放大器的有效電壓增益降低47數(shù)值例：gm1=1mA/V，rds1=100kΩ，

AVs=50

共柵極放大器的小信號特性

電壓放大倍數(shù)的近似估算：48共源、共漏、共柵放大器性能比較性能指標共源放大器共漏放大器共柵放大器電壓增益（低頻）高低（<1）高帶寬（高頻）小大中等輸入電阻高高低輸出電阻高低高49

3.5

共源共柵電流鏡（Cascodecurrentmirror）50

1.共源共柵電流鏡（Cascodecurrentmirror）

對于圖（a）的普通電流鏡，由于VDS2≠VDS1（VDS1通常不變，而VDS2隨輸出端負載發(fā)生變化），溝道長度調(diào)制效應導致輸出電流的精度降低；另外，電流鏡作為有源負載使用時希望輸出電阻更大。如圖（b）所示，如果在普通電流鏡的上面再疊加一個電流鏡，則形成共源共柵電流鏡。由于VC=VGS4+VA=VGS3+VB。如果VGS4=VGS3，則可保證VA=VB(VDS1=VDS2)。51

1.共源共柵電流鏡因此，如果M1~M4管的尺寸滿足上式，那么：注意，雖然M4和M3管存在體效應，但由于VA=VB，閾值電壓對稱，即VTH3=VTH4則有如果滿足：由于如果忽略溝道長度調(diào)制效應，則52

共源共柵電流鏡的大信號特性

假定M1~M4的特性和尺寸都相同

1）如果負載端電壓VL≥VC-VTH3，M2和M3都工作在飽和區(qū)，此時,

IOUT=IREF，并且VA=VB2）隨著負載端電壓VL減小，M3先于M2進入線性區(qū)。當VL<VC-VTH3時，M3首先進入線性區(qū)，此時為了維持漏極電流近似不變，M3要求更大的過驅(qū)動電壓（VC不變，VB減小→VGS3增大），這將迫使VB也下降，同時IOUT也開始逐漸減小。53

共源共柵電流鏡的大信號特性3）隨著負載端電壓VL進一步減小，VB繼續(xù)下降，最終當VB<VA-VTH2時（VA不變），M2也進入線性區(qū)，此時IOUT隨著VL減小急劇下降（線性區(qū)表現(xiàn)為電阻性質(zhì)）。4）最后當VL=0時，IOUT=0，M2和M3都工作在深度線性區(qū)。54

共源共柵電流鏡所消耗的電壓余度

VL,min≥2Veff+VTH，即VL必須大于兩個過驅(qū)動電壓與一個閾值電壓之和。假定M1~M4的特性和尺寸都相同，并且忽略體效應

為了使M2和M3都工作在飽和區(qū)，要求VL的最小電壓為:

這是由于要求VA=VB引起的，即VDS2=VGS1=VGS2=VTH+Veff。如果單純考慮M2，為了使其工作在飽和區(qū)，VDS2≥(VGS2-VTH)即可，此時VL,min≥2Veff

。55

共源共柵電流鏡所消耗的電壓余度總結(jié)

（a）作為恒流源使用時，為了提高輸出電流的精度（需要保證VA=VB），要求VL,min≥2Veff+VTH（b）作為有源負載使用時，為了提高輸出電壓的擺幅，VL,min≥2Veff即可（此時VA≠VB）56

帶源極負反饋電阻的電流鏡（飽和區(qū)）

（Source-degeneratedcurrentmirrors）由于Rs的存在，輸出電阻近似增加到原來(rds2)的(gm2Rs)倍！求輸出電阻57

共源共柵電流鏡的輸出電阻gmrds(共柵)=10~100

采用共源共柵電流鏡，可以使底部管子M2的Vds免受輸出電壓Vout變化的影響，使Vds2盡可能保持不變（對于同樣的輸出電壓Vout變化，M2的Vds變化減小為原來的1/Av3，Av3為共柵放大器M3的電壓增益），從而有效抑制了溝道長度調(diào)制的影響，提高了電流源的精度(減小了輸出電流的波動，提高了輸出電阻)。rout(共源共柵)≈gmrds(共柵)

×rds(共源)M1~M4均在飽和區(qū)58

共源共柵電流鏡（續(xù)）優(yōu)點：作為恒流源使用，可提高輸出電流的精度（例如可用來實現(xiàn)對電容的恒流源充放電,形成高精度RC振蕩電路）。作為放大器的有源負載使用，可提高放大器的增益（由于輸出阻抗提高）。缺點：消耗了較大的電壓余度。作為恒流源使用時（即要求VA=VB，以消除溝道長度調(diào)制效應引起的電流誤差），要求Vout≥2Veff+VTH,即Vout必須大于兩個過驅(qū)動電壓與一個閾值電壓之和。而當用作有源負載時，為了盡可能增大輸出擺幅，可不要求VA=VB（此時電流精度有所降低），只要Vout≥2Veff即可。59

2.

寬擺幅共源共柵電流鏡（NMOS）1）為了使M4工作在飽和區(qū)，必須有：Vb-Vth≤Vgs12）為了使M1工作在飽和區(qū)，必須有：Vgs1-Vth≤VA=Vb-Vgs4因此，Vb應滿足以下條件：Vgs4+(Vgs1-Vth)≤Vb≤Vgs1+Vth（Wide-swingcascodecurrentmirror）這里假定所有管子均工作在飽和區(qū)，且Vth均相同，并忽略溝道長度調(diào)制效應。（VA=VB）（M1~M4的尺寸關(guān)系）60

2.寬擺幅共源共柵電流鏡（NMOS）

此時，M2和M3所消耗的電壓余度最小（與普通共源共柵電流鏡相比，減小了一個閾值電壓），而且可以精確地鏡像IREF(VA=VB)。但這種結(jié)構(gòu)需要另外提供一個偏置電壓Vb。適應于低電源電壓供電的模擬CMOS集成電路。

如果以下條件成立，Vb有解：Vgs4+(Vgs1-Vth)≤Vgs1+Vth，即Vgs4-Vth≤Vth或

Veff4≤Vth

即選擇M4的尺寸，使其過驅(qū)動電壓小于一個閾值電壓。

如果選擇Vb的最小值，即，Vb=Vgs4+(Vgs1-Vth)=Vgs3+(Vgs2-Vth)，則Vout的最小值為：

Vout,min=Vb-Vth=Vgs3+(Vgs2-Vth)-Vth=(Vgs3-Vth)+(Vgs2-Vth)=2Veff61

2.寬擺幅共源共柵電流鏡（PMOS）

對于PMOS管，其飽和區(qū)工作的條件是：VSD>VSG-|VTHP|。為了使M0~M3均工作在飽和區(qū)，我們考慮偏置電壓Vb應滿足的條件。為了使M0工作在飽和區(qū)，應滿足Vb+|VTH|>VDD-|VGS1|，而為了使M1工作在飽和區(qū)，應滿足VDD-(Vb+|VGS0|)>|VGS1|-|VTH|，因此Vb應滿足以下條件：VDD-|VGS1|-|VTH|<Vb<VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|（1）

對于左圖所示的由PMOS管M0~M3組成的寬擺幅共源共柵電流鏡，假定所有管子的尺寸和閾值電壓均相同。試分析偏置電壓Vb的取值范圍，以及該電流鏡消耗的最小電壓余度（VL的最大值）。62

2.寬擺幅共源共柵電流鏡（PMOS）

如果VDD-|VGS1|-|VTH|<VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|，即(|VGS0|-|VTH|)<|VTH|的話，式（1）中的Vb有解（即是可實現(xiàn)的）。此時，必須選擇M0的寬長比足夠大，使它的過驅(qū)動電壓（|VGS0|-|VTH|）始終小于管子的閾值電壓（|VTH|）。

如果選擇合適的Vb使其滿足式（1），則M0~M3均工作在飽和區(qū)，同時如果使M0~M3的尺寸均相同，則|VGS3|=|VGS0|，即VA=VB，因此M1和M2的過驅(qū)動電壓相等。

如果選擇Vb的最大值（使M2和M3所消耗的電壓余度最?。?，即Vb=VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|，此時，為了使M2和M3均工作在飽和區(qū)，要求VB-VL>VB-Vb-|VTH|（VSD>VSG-|VTHP|），即63

2.寬擺幅共源共柵電流鏡（PMOS）VL(max)=Vb+|VTH|=VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|+|VTH|=VDD-(|VGS1|-|VTH|)-(|VGS0|-|VTH|)=VDD-|Veff1|-|Veff0|（2）

此時M2和M3所消耗的電壓余度最小，其值為M2和M3的過驅(qū)動電壓之和。而且此時輸出電流IOUT可以精確地鏡像輸入電流IREF(VA=VB)

。64

3.6共源共柵放大器（CascodeAMP）優(yōu)點(與共源極相比)：具有很高的輸出電阻以及很高的電壓增益；消除了M1的Cgd的密勒效應，有利于改善共源極放大器的頻率特性缺點：輸出電壓擺幅減小，不適合于低電源電壓電路。Telescopic-CascodeAMP（套筒式共源共柵放大器）NMOSPMOSActiveLoadActiveLoad65

3.6共源共柵放大器（NMOS）大信號特性:1)

當時，M1截止，漏極電流為零，此時，M2和M4均工作在深度線性區(qū)，，

(Vgs2≈VTH2，VA電位不固定）2)當時，漏極電流開始增加，下降，也下降（由于漏極電流增加，M2的過驅(qū)動電壓必定同時增加，而不變，因此必須下降，使得Vgs2增加），直到M1，M2，M4都進入飽和區(qū)（Ids恒定）。

66

3.6共源共柵放大器（NMOS）3)隨著Vin的進一步增加，Vout和VA繼續(xù)下降，最后將使得M2或M1進入線性區(qū)。例如，當VA<Vin-VTH1時，M1進入線性區(qū)；而當Vout<Vb-VTH2時，M2進入線性區(qū)。通常由于M2（共柵極）的增益遠大于M1（共源極）的增益，因此M2先于M1進入線性區(qū)。67

3.6共源共柵放大器（NMOS）共源共柵放大器的輸出電壓擺幅：

M1和M2的過驅(qū)動電壓之和M4的過驅(qū)動電壓為了使M1和M2均工作在飽和區(qū)，應滿足：，由于，所以應滿足：

為了使M4工作在飽和區(qū)，則應滿足：

Vb如何確定？

3.6共源共柵放大器（NMOS）

電壓放大原理：基于大信號特性的分析1）假定ID4恒定，Vin↑→Vds1↓→Vgs2↑(Vb固定)→Vds2↓→Vout↓2）如果考慮電流鏡的輸出電阻rds4，則ID4不恒定，上述分析仍成立，只是此時由于rds4的存在，導致Vout的變化量減小。

共源共柵放大器的電壓增益大于共源放大器69

套筒式共源共柵放大器的小信號等效電路可根據(jù)此小信號等效電路推導出放大器的電壓增益（課后練習）70

套筒式共源共柵極放大器的小信號特性是由M1和M2組成的“共源共柵結(jié)構(gòu)”的輸出電阻，它與共源共柵電流鏡的輸出電阻相同電壓增益受到rds4的限制

gm1是共源極放大管M1的跨導（輸入電壓端）71

采用共源共柵電流鏡負載的共源共柵放大器提高有源負載的等效電阻，以提高電壓增益電壓增益的提高是以犧牲輸出電壓擺幅為代價的，輸出電壓的上限變?yōu)椋?/p>

共源共柵電流鏡作為有源負載72采用共源共柵電流鏡負載的共源共柵放大器（續(xù)）相當于兩級共源極放大器的增益！式中假定：典型數(shù)值例：gm=0.5mA/V,rds=100kΩ→Av=-1250*通過增大輸出電阻以提高放大器的增益，但輸出電壓擺幅較小。73

上述共源共柵放大器的設(shè)計方法和流程確定Ids1,2,3,4（根據(jù)速度（SR）、功耗或噪聲特性要求）確定M1~M4的Vgs（Vgs

=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V）確定M1~M4的寬長比W/L:確定M1~M4的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=寬長比×L仿真驗證（可同時增大W和L，提高增益）確定Vb：Vb=Vgs2+Veff174PMOS輸入套筒式共源共柵放大器課后作業(yè)：試分析該放大器的大信號特性、輸出擺幅以及小信號電壓增益等。共源共柵電流鏡作為有源負載75折疊式共源共柵放大器（Folded-CascodeAMP)折疊式共源共柵放大器的特點：輸出電壓擺幅較大（與套筒式相比—在運算放大器中使用時）偏置電流較大:Ibias同時給M1和M2提供偏置電流，為了達到與套筒式共源共柵相同的特性（例如相同的gm）,Ibias應增加1倍。Currentmirror（直流偏置電流）有源負載折疊點共源極：NMOS共柵極：PMOS76

折疊式共源共柵放大器的結(jié)構(gòu)折疊式共源共柵放大器：（a）NMOS輸入；（b）PMOS輸入

小信號電流在A點被折疊！77

折疊式共源共柵放大器的大信號特性假定已給M2的柵極加入了合適的直流偏置電壓Vb，使M2工作在飽和區(qū)。1)當時，M1截止，，此時，偏置電流全部流入M2，輸出電壓。

2)當時，M1導通并工作在飽和區(qū)，此時，M2的漏極電流為

隨著Vin增加，ID1增大，ID2

減?。ù藭r|Vgs2|減小，由于Vb不變，VA下降），Vout相應減小。78

折疊式共源共柵放大器的大信號特性3）最后當時，減小到0，=0，此時M2工作在深度線性區(qū)（）。設(shè)此時對應的輸入電壓為，則

如果繼續(xù)增大，最終M1進入線性區(qū)（電流鏡Ibias也進入線性區(qū)）。為了使M1和M2都工作在飽和區(qū)，通常取79

折疊式共源共柵放大器的輸出擺幅輸出電壓下限：輸出電壓上限：折疊式共源共柵放大器的實例在運算放大器中使用時，折疊式比套筒式消耗較小的電壓余度。80

折疊式共源共柵放大器的電壓增益M2是PMOS管，μp小→gm2小

輸出電阻減小的原因

與套筒式共源共柵放大器相比，由于輸出電阻減小，電壓增益也相應有所下降（假定gm1不變）。這個結(jié)果也可以直接從電路結(jié)構(gòu)中觀察到，由于M1產(chǎn)生的小信號電流的一部分流入M4的輸出電阻，導致流入M2的小信號電流減小，因此電壓增益下降。81

折疊式共源共柵放大器的輸出擺幅PMOS輸入折疊式共源共柵放大器課后作業(yè)：試分析該電路的大信號特性、輸出擺幅以及小信號電壓增益等。82

折疊式共源共柵放大器總結(jié)與套筒式共源共柵放大器相比，盡管折疊式的電壓增益有所下降且功耗較大，但由于具有以下優(yōu)點而在運算放大器中得到廣泛應用：運算放大器中，折疊式比套筒式消耗較小的電壓余度（參照第4章）；由于折疊式共源共柵放大器的輸入和輸出直流電平相近（這是由于共源極和共柵極分別采用不同性質(zhì)的MOS管），易于實現(xiàn)負反饋（例如用作OutputBuffer）；消除了M1（輸入端的共源放大器）的Cgd的密勒效應，有利于改善放大器的頻率特性（減小了共源放大器或整個共源共柵放大器的等效輸入電容，詳見3.7）。83

3.7

放大器的頻率特性

主要由CMOS元器件的寄生電容（含布線電容）以及外接負載電容所引起的放大器性能在高頻時的變化：放大倍數(shù)的增益下降和相位偏離±180度輸入/輸出阻抗變化瞬態(tài)響應速度變化電源抑制比、共模抑制比下降引起輸出信號失真（頻率失真或線性失真）84

傳遞函數(shù)的概念z1,z2,···zm:零點

(zero)p1,p2,···pn：極點(pole)H(S)Vin(S)Vout(S)對于穩(wěn)定的系統(tǒng)，極點都應位于s平面的左半平面！85s平面內(nèi)左半平面單個極點P1引起的頻率特性變化波特圖：Bodeplots（對數(shù)坐標）極點位置單個極點產(chǎn)生的最大相移是-90o86

s平面內(nèi)左半平面單個零點Z1引起的頻率特性變化零點位置Z110Z1102Z1103Z10.1Z1Z110Z1102Z1103Z10.1Z1單個零點產(chǎn)生的最大相移是90o87

具有多個左半平面極點和零點時的頻率特性放大器的頻域或帶寬（-3dB頻率）：88

1.共源極放大器的頻率特性（飽和區(qū)）直流增益二階電路右半平面的零點：左半平面的兩個極點精確表達式：89

1.共源極放大器的頻率特性（飽和區(qū)）直流增益零點兩個極點精確表達式：假設(shè)假設(shè)分母：90

1.共源放大器的頻率特性零點的產(chǎn)生原理當信號頻率等于ωZ時，分別由前饋通路和放大管的gm1產(chǎn)生的兩個輸出電流分量幅度相等、相位相反，因此相互抵消，使得小信號輸出電壓vout變?yōu)榱恪Ｓ捎诋敠?

ωZ時，小信號輸出電壓vout=0，因此91

1.共源極放大器的頻率特性極點近似估算（每個獨立結(jié)點對應一個極點）

①

②密勒效應注意：密勒等效法只對輸入/輸出端等效，因此這里將零點忽略了。

Ri和Ci分別是該結(jié)點與地之間的總電阻和總電容（輸入信號為零）。92

1.共源極放大器的頻率特性密勒定理：密勒等效法93

1.共源極放大器的頻率特性放大器的帶寬（-3dB頻率）：（主要由決定）共源極放大器的帶寬主要受C