《通信電路》課件-第8章

8.1概述8.2鎖相環(huán)電路的基本原理8.3集成鎖相環(huán)電路8.4鎖相環(huán)電路的應(yīng)用8.5鎖相頻率合成器8.6集成鎖相環(huán)電路的選用與實(shí)例介紹8.7章末小結(jié)習(xí)題第8章數(shù)字電視

AFC電路是以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消除頻率誤差,因此當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,必然有剩余頻率誤差存在,即頻差不可能為零。這是一個(gè)不可克服的缺點(diǎn)。鎖相環(huán)電路也是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差,所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,雖然有剩余相位誤差存在,但頻率誤差可以降低到零,從而實(shí)現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且,鎖相環(huán)電路還具有可以不用電感線圈、易于集成化、性能優(yōu)越等許多優(yōu)點(diǎn),因此廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、制導(dǎo)、導(dǎo)航、儀表和電機(jī)等方面。8.1概述8.2.1數(shù)學(xué)模型鎖相環(huán)電路主要由鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器三部分組成,如圖8.2.1所示。被控參量是相位。8.2鎖相環(huán)電路的基本原理圖8.2.1鎖相環(huán)電路的組成圖8.2.2用旋轉(zhuǎn)矢量說明鎖相環(huán)電路的頻率跟蹤原理

如何利用相位誤差信號(hào)實(shí)現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤,可用圖8.2.2所示的旋轉(zhuǎn)矢量說明。設(shè)旋轉(zhuǎn)矢量

和

分別表示鑒相器輸入?yún)⒖夹盘?hào)ui（ｔ）和壓控振蕩器輸出信號(hào)uy（ｔ）,它們的瞬時(shí)角速度和瞬時(shí)相位分別為ωi（ｔ）、ωy（ｔ）和φi（ｔ）、φy（ｔ）。若ωi(t)固定為ωi，而ωy(t)與ωi不相等,比如說,ωy(t)＜ωi,表示

比

旋轉(zhuǎn)得慢一些,這時(shí)瞬時(shí)相位差Δφ（ｔ）=［φi（ｔ）－φy（ｔ）］將隨時(shí)間增大（這種情況稱為失鎖）。

于是鑒相器將產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓。該誤差電壓通過環(huán)路濾波器（實(shí)際上是一個(gè)低通濾波器）后,作為控制電壓調(diào)整ＶＣＯ的振蕩角頻率,使其增大,從而使瞬時(shí)相位差減小。經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,

矢量的旋轉(zhuǎn)角速度逐漸加快,直到與

旋轉(zhuǎn)角速度相同,實(shí)現(xiàn)ωy＝ωi,這時(shí)瞬時(shí)相位差Δφ為恒值,鑒相器輸出恒定的誤差電壓。此誤差電壓通過環(huán)路濾波器后產(chǎn)生的控制電壓使振蕩器的振蕩頻率維持在ωi上。這種情況稱為鎖定。為了建立鎖相環(huán)電路的數(shù)學(xué)模型,需要先求出鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器的數(shù)學(xué)模型。1.鑒相器設(shè)鑒相器輸入?yún)⒖夹盘?hào)ui（t）和ＶＣＯ輸出信號(hào)uy（t）均為單頻正弦波。一般情況下,這兩個(gè)信號(hào)的頻率是不同的。設(shè)ωy0和ωy0t＋φy0分別是ＶＣＯ未加控制電壓時(shí)的中心振蕩角頻率和相位,其中φy0是初相位,又φ1(t)和φ2(t)分別是ui(t)和uy(t)與未加控制電壓時(shí)ＶＣＯ輸出信號(hào)的相位差，即

φ1(t)=φi(t)-（ωy0t+φy0）

φ2(t)=φy(t)-（ωy0t+φy0）(8.2.1)

所以

φ1(t)-φ2(t)=φi(t)-φy(t)(8.2.2)

若鑒相器采用模擬乘法器組成的乘積型鑒相器,根據(jù)鑒相特性和式（8.2.2）,其輸出誤差電壓為

ue(t)=kbsin［φ1(t)-φ2(t)］=kbsinφe(t)(8.2.3)

其中，kb為鑒相器增益,是一常數(shù)。

２.環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器是一個(gè)低通濾波器,其作用是濾除鑒相器輸出電流中的無用組合頻率分量及其它干擾分量,以保證環(huán)路所要求的性能,并提高環(huán)路的穩(wěn)定性。設(shè)環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為H（s）,則有

將H（s）中的s用微分算子p=d/dt替換,可以寫出對(duì)應(yīng)的微分方程如下:(8.2.4)參照式(8.2.1)可求得３.壓控振蕩器在有限的控制電壓范圍內(nèi),ＶＣＯ的振蕩角頻率

ωy（t）與其控制電壓可寫成線性關(guān)系,即

ωy(t)=ωy0+kcuc(t)

其中，kc為壓控靈敏度,是一常數(shù)。因此,ＶＣＯ輸出信號(hào)uy（t）的相位為(8.2.5)來表示,則上式可寫成

雖然ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy（t）與控制電壓uc（t）成線性關(guān)系,但其瞬時(shí)相位變化φ2（t）與uc（t）卻是積分關(guān)系。因此對(duì)于鎖相環(huán)電路來說,ＶＣＯ被視為一個(gè)積分器。若用積分算子

４.環(huán)路相位模型按照式（8.2.3）、（8.2.4）和（8.2.5）所確立的鑒相器、環(huán)路濾波器和ＶＣＯ的數(shù)學(xué)模型,根據(jù)圖8.2.1的方框圖,可建立鎖相環(huán)電路的相位模型，如圖8.2.3所示,并可寫出一個(gè)統(tǒng)一的方程式，即對(duì)上式兩邊微分,可得(8.2.6)式（8.2.6）被稱為基本環(huán)路方程。

在式（8.2.6）中,pφe（t）和pφ1（t）分別表示瞬時(shí)相位誤差φe（t）和輸入信號(hào)相位差φ1（t）隨時(shí)間的變化率,所以分別稱為瞬時(shí)頻差和固有頻差。固有頻差也就是輸入信號(hào)頻率與ＶＣＯ中心頻率的差值。kckbH（p）sinφe（t）稱為控制頻差,因?yàn)檫@一項(xiàng)是由控制電壓uc（t）產(chǎn)生的。

圖8.2.3鎖相環(huán)電路的相位模型基本環(huán)路方程的意義在于它從數(shù)學(xué)上描述了鎖相環(huán)電路相位調(diào)節(jié)的動(dòng)態(tài)過程,說明了在環(huán)路閉合以后,任何時(shí)刻的瞬時(shí)頻差都等于固有頻差減去控制頻差。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),瞬時(shí)頻差為零,控制頻差與固有頻差相等,相位誤差φe（t）為一常數(shù),用φe∞表示,稱為穩(wěn)態(tài)相位誤差。由于基本環(huán)路方程中包含了正弦函數(shù),因此是一個(gè)非線性微分方程。因?yàn)椋郑茫献鳛榉e分器其階數(shù)是1,所以微分方程的最高階數(shù)取決于環(huán)路濾波器的階數(shù)加1。一般情況下,環(huán)路濾波器用一階電路實(shí)現(xiàn),所以相應(yīng)的基本環(huán)路方程是二階非線性微分方程?；经h(huán)路方程是分析和設(shè)計(jì)鎖相環(huán)電路的基礎(chǔ)。8.2.2跟蹤過程與捕捉過程分析

1.環(huán)路的跟蹤過程在環(huán)路鎖定之后,若輸入信號(hào)頻率發(fā)生變化,產(chǎn)生了瞬時(shí)頻差,從而使瞬時(shí)相位差發(fā)生變化,則環(huán)路將及時(shí)調(diào)節(jié)誤差電壓去控制ＶＣＯ,使ＶＣＯ輸出信號(hào)頻率隨之變化,即產(chǎn)生新的控制頻差,使ＶＣＯ輸出頻率及時(shí)跟蹤輸入信號(hào)頻率。當(dāng)控制頻差等于固有頻差時(shí),瞬時(shí)頻差再次為零,繼續(xù)維持鎖定。這就是跟蹤過程。顯然，輸入信號(hào)頻率變化越大，產(chǎn)生的瞬時(shí)頻差、誤差電壓和控制電壓越大，需要VCO產(chǎn)生的頻率增量也越大。由于鑒相器產(chǎn)生的最大誤差電壓和VCO的頻率控制范圍都是有限的，因此輸入信號(hào)頻率的變化范圍也受到限制。在鎖定后能夠經(jīng)過跟蹤過程繼續(xù)維持鎖定所允許的最大固有角頻差±Δω1m(或2Δω1m)稱為跟蹤帶或同步帶。２.環(huán)路的捕捉過程環(huán)路由失鎖狀態(tài)進(jìn)入鎖定狀態(tài)的過程稱為捕捉過程。捕捉過程的分析應(yīng)采用非線性分析方法，比較復(fù)雜。以下僅對(duì)捕捉過程作一簡(jiǎn)單的定性分析。設(shè)t＝０時(shí)環(huán)路開始閉合,此前輸入信號(hào)角頻率ωi不等于ＶＣＯ輸出振蕩角頻率ωy0(因控制電壓uc=0),環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。假定ωi是一定值,二者有一固有角頻差Δω1＝ωi－ωy0，固有相位差Δω1t隨時(shí)間線性增長(zhǎng),因此鑒相器輸出誤差電壓ue(t)＝kbsinΔω1t將是一個(gè)周期為２π／Δω1的正弦函數(shù),稱為正弦差拍電壓。所謂差拍電壓，是指其角頻率（此處是Δω1）為兩個(gè)角頻率（此處是ωi與ωy0）的差值。角頻差Δω1的數(shù)值大小不同,環(huán)路的工作情況也不同。若Δω1較小,處于環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi),則差拍誤差電壓ue（t）能順利通過環(huán)路濾波器加到ＶＣＯ上,控制ＶＣＯ的振蕩頻率,使其隨差拍電壓的變化而變化,所以ＶＣＯ輸出是一個(gè)調(diào)頻波,即ωy（t）將在ωy0上下擺動(dòng)。由于Δω1較小,因此ωy（t）很容易擺動(dòng)到ωi,環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài),鑒相器將輸出一個(gè)與穩(wěn)態(tài)相位差對(duì)應(yīng)的直流電壓,維持環(huán)路的動(dòng)態(tài)平衡。這一過程稱為快捕。

若Δω1數(shù)值較大,即差拍電壓ue(t)的頻率較高，處于環(huán)路濾波器通頻帶外附近，于是它的幅度在經(jīng)過環(huán)路濾波器后會(huì)受到一些衰減，這樣VCO的輸出振蕩角頻率ωy(t)上下擺動(dòng)的范圍也比理想情況要減小一些，故需要多次擺動(dòng)才能靠近輸入角頻率ωi，也就是說需要許多個(gè)差拍周期。此時(shí)差拍誤差電壓ue(t)的角頻率將不再是固定的Δω1，而是隨時(shí)間變化的瞬時(shí)角頻差Δωe（t）=ωi-ωy（t），且正、負(fù)半周波形也不對(duì)稱，其中包含的直流分量作為控制信號(hào)使VCO的輸出角頻率ωy（t）逐漸朝ωi方向靠近，Δωe(t)逐漸減小，ue(t)的振蕩周期越來越長(zhǎng)。通常將這一過程稱為頻率牽引過程。當(dāng)ωy（t）擺動(dòng)到ωi附近，兩者之間的角頻差很小時(shí)，環(huán)路進(jìn)入快捕過程，然后很快到達(dá)鎖定狀態(tài)。因此，捕捉過程可以包括頻率牽引和快捕兩個(gè)過程。圖8.2.4是捕捉過程中差拍誤差電壓ue(t)波形變化示意圖。圖8.2.4捕捉過程中ue(t)的波形變化若Δω1太大,遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出環(huán)路濾波器通頻帶，則產(chǎn)生的控制電壓趨于零，將無法捕捉到,環(huán)路一直處于失鎖狀態(tài)。能夠由失鎖經(jīng)過捕捉過程進(jìn)入鎖定所允許的最大固有角頻差±Δω1m′(或2Δω1m′)稱為環(huán)路的捕捉帶。一般來說,捕捉帶小于跟蹤帶。當(dāng)環(huán)路處于跟蹤狀態(tài)時(shí),只要｜φe(t)｜＜π/6,則有sinφe(t)≈φe(t),可認(rèn)為環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)。這時(shí)基本環(huán)路方程可寫成

pφe(t)=pφ1(t)-kckbH(p)φe(t)對(duì)上式求拉氏變換,得到

sΦe(s)=sΦ1(s)-kckbH(s)Φe(s)(8.2.7)

圖8.2.5鎖相環(huán)電路的線性化相位模型誤差傳遞函數(shù)為由式（8.2.7）可求得環(huán)路閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤差傳遞函數(shù)。閉環(huán)傳遞函數(shù)為(8.2.8)(8.2.9)【例8.1】在圖例8.1所示鎖相環(huán)中,已知kb＝25ｍＶ／rad,kc＝1000rad／s·Ｖ,RC＝1ms。當(dāng)輸入角頻率發(fā)生階躍變化,Δωi＝1００rad／s,要求環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相位誤差為０.1rad,試確定放大器增益k1,并且求出相位誤差函數(shù)φe（t）和環(huán)路帶寬BW。圖8.2.6例8.1圖

解:由例7.4可知,本例題中的RC低通濾波器的傳遞函數(shù)為

代入式（8.2.8）和（8.2.9）,分別可求出相應(yīng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤差傳遞函數(shù)，即(8.2.10)(8.2.11)

這是一個(gè)二階環(huán)路,ζ稱為阻尼系數(shù),ωn是ζ＝０時(shí)系統(tǒng)的無阻尼振蕩角頻率,亦稱為自然諧振角頻率。其中(8.2.12)

設(shè)t＜０時(shí),環(huán)路鎖定,且有ωi＝ωy＝ωy0,

φ1（t）＝０。在t＝０時(shí),輸入信號(hào)角頻率ωi產(chǎn)生了一個(gè)幅度為Δωi的階躍變化,因此在t＞０以后的固有相位差為其拉氏變換為因此(8.2.13)式(8.2.13)中,等式右邊第一項(xiàng)為穩(wěn)態(tài)相位誤差，即(8.2.14)

等式右邊第二項(xiàng)是振幅為指數(shù)衰減函數(shù)的兩個(gè)正弦振蕩的差值。這兩個(gè)正弦振蕩的角頻率相同（其值與kb、kc、τ有關(guān)）,相位差為π／２,振幅不同。當(dāng)t→∞時(shí),該項(xiàng)值趨于零,所以是暫態(tài)相位誤差。圖8.2.7畫出了阻尼系數(shù)ζ為不同值時(shí),相位誤差的歸一化響應(yīng)φe（t）／φe∞。由式（8.2.14）、（8.2.12）和圖8.2.6可以看到,增大kb、kc和k1的值（即增大環(huán)路直流增益）可以減小穩(wěn)態(tài)相位誤差φe∞,但相應(yīng)的阻尼系數(shù)ζ也會(huì)減小,從而使環(huán)路恢復(fù)到鎖定狀態(tài)所需要的時(shí)間延長(zhǎng),且會(huì)出現(xiàn)過沖。所以,在響應(yīng)的誤差與速度兩者之間應(yīng)折衷考慮,通常選擇ζ＝0.7。圖8.2.7相位誤差信號(hào)的歸一化響應(yīng)在式(8.2.14)中代入已知數(shù)據(jù),可求得由式(8.2.12)可知根據(jù)式(8.2.13)可求得相位誤差函數(shù)為

由式（8.2.10）所示閉環(huán)傳遞函數(shù)可求得相應(yīng)的幅頻特性為(8.2.15)所以，環(huán)路帶寬為(8.2.16)代入已知條件和k1=40，ζ=1/2，可求出相應(yīng)帶寬為8.3集成鎖相環(huán)電路8.3.1射極耦合多諧振蕩器圖8.3.1（ａ）是射極耦合多諧振蕩器原理電路圖。受電壓uc控制的兩個(gè)相同電流源I03和I04分別接在交叉耦合的兩個(gè)晶體管V1、V2的發(fā)射極上,（I03＝I04＝I0）,定時(shí)電容ＣT接在V1和V2的發(fā)射極之間。采用瞬時(shí)極性判斷法,有uB1↑→uC1(uB3)↓→uE3(uB2)↓→uE2↓→uE1↓→uBE1↑→uC1↓,可見是正反饋。同理，V2、V4、V1和CT也構(gòu)成一個(gè)正反饋回路。由圖可見，V3、V4兩管總是導(dǎo)通的。圖8.3.1射極耦合多諧振蕩器電路(a)電路圖;(b)波形圖

設(shè)兩個(gè)相同二極管V5、V6的導(dǎo)通電壓與四個(gè)晶體管的b、e極導(dǎo)通電壓均為UD。若開始時(shí)V1管微弱導(dǎo)通,則由于正反饋?zhàn)饔?，V1管很快進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，且V2管迅速截止(因uB2急速下降)，V5管導(dǎo)通(因uC1下降)，V6管截止（因V2截止使uC2上升），從而有uC1＝UCC-UD,uE1=uB2＝UCC-２UD,uC2＝UCC。Ｖ1管導(dǎo)通后,其發(fā)射極電流給ＣT充電,充電電流為I0,因V2管已截止,其發(fā)射極上電流源電流I0全部流過ＣT，而V1管發(fā)射極電流是兩個(gè)電流源電流之和2I0。充電使ＣT上電壓增大。由于V1管導(dǎo)通,且發(fā)射極電位uE1＝UCC－２UD已被固定,因此迫使V2管發(fā)射極電位uE2下降。當(dāng)uE2下降到UCC－3UD時(shí),V2管導(dǎo)通,V1管截止。此時(shí)CT上的電壓uT=UD。V1管截止，使得uC1＝UCC,從而uB2＝UCC－UD,uE2＝UCC－２UD,即uB2和uE2分別向上跳變了一個(gè)UD。由于電容ＣT上電壓不能突變,因此uE1也向上跳變了一個(gè)UD,變成UCC－UD。繼而又開始由V2管發(fā)射極電流給ＣT反方向充電（或ＣT正方向放電）。有關(guān)各點(diǎn)的波形變化如圖8.3.1（ｂ）所示。所以三角波周期為由圖8.3.1（ｂ）可見,從V2管集電極輸出為方波,其高電平為UCC,低電平為UCC－UD,電容CT上充放電電壓波形為三角波,高度為２UD。在充電的半個(gè)周期內(nèi)（t從０到t1）,充電電流為I0,是常數(shù),電容電壓增量為２UD,根據(jù)電容電壓與電流的關(guān)系

因?yàn)殡娙萆先遣妷褐芷谂cV2管集電極輸出方波周期相同,所以輸出方波的基波頻率為(8.3.1)

可見,基波振蕩頻率與電流源I0成正比,只要控制I0的大小,就可以在較寬的線性范圍內(nèi)控制振蕩頻率的變化。設(shè)電流源跨導(dǎo)為ｇm,則I0與控制電壓uc的關(guān)系為

I0=IQ+gmuc

所以(8.3.2)其中，IQ是電流源I0中的恒流部分,gmuc為可控部分,kc=gm/（4CUD）即為用射極耦合多諧振蕩器構(gòu)成的ＶCＯ的壓控靈敏度。

這種電路形式簡(jiǎn)單,晶體管沒有工作在飽和狀態(tài),而且正反饋強(qiáng),所以導(dǎo)通和截止速度快,工作頻率較高,可達(dá)６０MHz。如采用ＥCＬ電路,工作頻率可達(dá)155MHz。8.3.2L562集成鎖相環(huán)電路

L562（國外型號(hào)為ＮＥ562）是目前廣泛使用的集成鎖相環(huán)電路之一,其內(nèi)部電路方框圖見圖8.3.2（ａ）。由圖可見,Ｌ５６２中鑒相器與VCO是斷開的,可以插入分頻器或混頻器作頻率合成器和移頻用。電路最高工作頻率為３０MHz,最大鎖定范圍為±1５%fy0（fy0是VCO中心頻率）,工作電壓為1６～３０Ｖ,典型工作電流為1２mＡ。Ｌ５６２主要由鑒相器、VCO、放大器三部分組成,環(huán)路濾波器中的電容元件需外接,另外還采用了一系列穩(wěn)壓偏置和溫度補(bǔ)償電路。圖8.3.2（ｂ）是Ｌ５６２內(nèi)部電路圖,現(xiàn)簡(jiǎn)介如下。

(1)鑒相器。鑒相器由雙差分模擬乘法器V1～V6組成。輸入信號(hào)ui從11、12腳雙端輸入,VCO輸出的方波經(jīng)外電路后從②、15腳雙端輸入,使乘法器工作在開關(guān)狀態(tài)。相乘后,雙端輸出信號(hào)經(jīng)過低通濾波器后取出誤差電壓ue,一路經(jīng)射隨器V10加

到VCO中V25、Ｖ26的基極上,另一路經(jīng)射隨器V12和Ｖ14加到VCO中V25、V26的發(fā)射極上。所以，誤差電壓ue是加在V25、V26的b、e極之間的。低通濾波器由R1、R2和13、14腳外接阻容元件組成。

(2)壓控振蕩器。VCO采用射極耦合多諧振蕩器。與圖8.3.1原理圖對(duì)照,L562中V20、V21組成交叉耦合的正反饋級(jí),相當(dāng)于原理圖中的V1、V2,V19、V22相當(dāng)于原理圖中的V3、V4,外接定時(shí)電容CT接于⑤、⑥腳之間,V23、V28相當(dāng)于原理圖中的電流源I01、I02,V24、V25和V27、V26分別相當(dāng)于原理圖中可控恒流源I03和I04,其中V24和V27是電流的,V25和V26的集電極電流是受ue控制的。(3)放大器。由于VCO輸出電壓振幅較小,僅為二極管的正向壓降（約０.７V）,而鑒相器又要求②、15腳輸入為開關(guān)信號(hào),因此加入放大器Ａ3,分別由V30、V32和V31、V33組成兩路共射—共集放大器,從③、④腳輸出。

(4)輔助電路。穩(wěn)壓電路由V35～V42組成。若電源電壓UCC取16V,則在V35與V36的發(fā)射極上得到14V,經(jīng)穩(wěn)壓二極管V16后①腳處的電位為7.7V,分別為鑒相器和VCO提供穩(wěn)定的集電極電壓。V41、V42及其有關(guān)電阻也為鑒相器電路提供穩(wěn)定的偏壓。另外,V43與V44為V23、V24、V27～V29提供穩(wěn)定的基極偏壓并起溫度補(bǔ)償作用。

V29作為可控電流源V25、V26的發(fā)射極電流源,其輸出集電極電流受⑦腳注入電流的控制。當(dāng)⑦腳注入電流較小時(shí),V29發(fā)射極電位較低,由于V29基極偏壓恒定,故集電極電流較大,集電極電位較低。由于誤差電壓ue是疊加在V29集電極與V25、V26基極之間，因此這時(shí)候VCO控制范圍較大。反之,若⑦腳注入電流增大,使V29發(fā)射極電位升高，集電極電流減小，集電極電位升高，則VCO控制范圍減小。若⑦腳注入電流太大,使V29截止,V25與V26也截止,則VCO處于失控狀態(tài)。因此,V29又被稱為限幅器,指它在⑦腳注入電流的控制下,能夠限制VCO控制電壓幅度的大小。8.4鎖相環(huán)電路的應(yīng)用8.4.1鎖相倍頻、分頻和混頻在基本鎖相環(huán)的反饋通道中插入分頻器,就組成了鎖相倍頻電路,如圖8.4.1所示。圖8.4.1鎖相倍頻電路的組成

當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),鑒相器輸入信號(hào)角頻率與反饋信號(hào)角頻率相等,即ωi=ωy′

。而ωy′是VCO輸出信號(hào)經(jīng)n次分頻后的角頻率,所以VCO輸出角頻率ωy是輸入信號(hào)角頻率ωi的n倍,即ωy＝nωi。若輸入信號(hào)由高穩(wěn)定度的晶振產(chǎn)生,分頻器的分頻比是可變的,則可以得到一系列穩(wěn)定的間隔為ωi的頻率信號(hào)輸出。顯然,如將分頻器改為倍頻器,則可以組成鎖相分頻電路,即ωy＝ωi／n。在基本鎖相環(huán)的反饋通道中插入混頻器和中頻放大器,還可以組成鎖相混頻電路,如圖8.4.2所示。圖8.4.2鎖相混頻電路的組成設(shè)混頻器輸入本振信號(hào)角頻率為ωL,則當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),有ωi=|ωL-ωy|,即ωy=ωL±ωi,從而實(shí)現(xiàn)混頻作用。8.4.2鎖相調(diào)頻與鑒頻圖8.4.3是鎖相直接調(diào)頻電路方框圖。這種電路可以使輸出調(diào)頻信號(hào)的中心頻率鎖定在晶振頻率上,所以頻率穩(wěn)定度可以做得很高。為了使環(huán)路僅對(duì)VCO中心頻率不穩(wěn)定所引起的緩變分量有所反映,因此環(huán)路濾波器的通頻帶應(yīng)該很窄,保證調(diào)制信號(hào)頻譜分量處于低通濾波器頻帶之外而不能形成交流反饋。顯然,這是一種載波跟蹤環(huán)。圖8.4.3鎖相直接調(diào)頻電路的組成

將鎖相調(diào)頻電路與例7.4分析的AFC調(diào)頻電路進(jìn)行比較,兩者所完成的功能是一樣的,都是穩(wěn)定調(diào)頻波的載頻,但前者的頻率穩(wěn)定度遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于后者,即頻率漂移可以做得很小。圖8.4.4是鎖相鑒頻電路方框圖?，F(xiàn)簡(jiǎn)述利用鎖相環(huán)電路進(jìn)行鑒頻的原理。圖8.4.4鎖相鑒頻電路的組成設(shè)輸入調(diào)頻信號(hào)為

其中，uΩ（t）為調(diào)制信號(hào),kf為調(diào)頻比例系數(shù),ωc為載頻。調(diào)節(jié)

VCO中心角頻率ωy0,使ωy0＝ωc,則有

Φe(s)=Te(s)Φ1(s)(8.4.1)

因?yàn)?8.4.2)(8.4.3)所以

由圖8.4.4可知,從環(huán)路濾波器之后輸出的解調(diào)信號(hào)uc（t）的拉氏變換為

Uc(s)=kbΦe(s)H(s)

根據(jù)式（8.4.1）、（8.2.9）、（8.4.3）和（8.2.8）,上式可寫成(8.4.4)

將上式中閉環(huán)傳遞函數(shù)T（s）轉(zhuǎn)換成閉環(huán)頻率特性函數(shù)T（jω）。若在調(diào)制信號(hào)頻率范圍內(nèi),閉環(huán)幅頻特性近似為恒定值且相頻特性為線性,則可將其視為常數(shù)，寫成kT。對(duì)式（8.4.4）取拉氏反變換,可以得到(8.4.5)

所以，輸出解調(diào)信號(hào)uc（t）與調(diào)制信號(hào)uΩ（t）成正比。環(huán)路濾波器的作用在于濾除調(diào)制信號(hào)uΩ(t)帶寬以外的無用頻率分量,保證不失真解調(diào),所以其通頻帶要足夠?qū)?使調(diào)制信號(hào)順利通過?？梢?這是一種調(diào)制跟蹤環(huán)。圖8.4.5例8.2圖【例8.2】

圖例8.4.5是鎖相環(huán)鑒頻電路。已知kb＝２５０ｍＶ／rad,kc＝５０π×1０3rad／s·V,k1＝-40,有源低通濾波器的參數(shù)R1＝1７.７kΩ,R2＝０.９４kΩ,C＝0.03μＦ。若環(huán)路輸入調(diào)頻信號(hào)為ui(t)=Umsin［ωct+10sin(2π×103t)］,求放大器輸出1kHz單頻調(diào)制信號(hào)的電壓振幅。

解:圖示有源低通濾波器又稱為有源理想積分濾波器,其傳遞函數(shù)為

其中,τ1=R1C,τ2=R2C,代入R1、R2、C的數(shù)據(jù),可求得參照式（8.2.8）,可求得閉環(huán)傳遞函數(shù)為代入已知數(shù)據(jù),可求得

將T（s）轉(zhuǎn)換成T（jω）,ω取調(diào)制信號(hào)角頻率２π×1０3rad,則可求得1kHz頻率處的幅頻特性值為

T(j2π×103)≈1。上式說明,對(duì)于1kHz的調(diào)制信號(hào),該鎖相環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)的幅值近似為1,相位近似為0。

由式（8.4.5）可知放大器輸出電壓uc（t）即為解調(diào)信號(hào)。根據(jù)式（8.4.2），有又代入式（8.4.5），可求得故所求電壓振幅Ucm＝0.4Ｖ。8.4.3平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)

1.平方環(huán)圖8.4.6是平方環(huán)電路組成方框圖。其中平方器可以由晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管或模擬乘法器組成。因?yàn)樵诰w管、場(chǎng)效應(yīng)管的輸出電流中包含有輸入電壓的平方項(xiàng)，而兩個(gè)相同信號(hào)相乘后也會(huì)產(chǎn)生平方項(xiàng)。圖8.4.6平方環(huán)電路方框圖

設(shè)接收信號(hào)為單頻調(diào)制的雙邊帶信號(hào)

ui(t)=UimcosΩtcos(ωct+φi)

則平方后用帶通濾波器取出的二倍頻分量為，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，鎖相環(huán)電路輸出信號(hào)為，而最后二分頻電路輸出為。以上假定帶通濾波器和二分頻電路的增益均為1，且相移均為0。k是鎖相環(huán)電路增益。

根據(jù)圖8.2.3可寫出平方環(huán)中鑒相器輸出誤差電壓的表達(dá)式（即鑒相特性），即

ue(t)=kbsin2Δφ(t)(8.4.6)

其中，2Δφ（t）即為式（8.2.3）中的φe（t）。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，誤差電壓很小，設(shè)其為

ue∞=kbsin2Δφ∞(8.4.7)

此時(shí)鑒相器輸入信號(hào)相位誤差為

φe∞=2Δφ∞=2φ∞-2φi(8.4.8)

所以，Δφ∞=φo-φi是平方環(huán)輸出輸入信號(hào)的穩(wěn)態(tài)相位差。

由式（8.4.6）可知，平方環(huán)中鑒相特性（ue(t)隨Δφ(t)的變化特性）是以π為周期的。這就是說，在捕捉過程中，誤差電壓隨Δφ(t)變化而最終穩(wěn)定為一個(gè)很小值時(shí)，Δφ(t)的大小變化往往要經(jīng)歷許多個(gè)周期，而每一周期長(zhǎng)度是π。對(duì)于式（8.4.7），當(dāng)ue∞、kb確定時(shí)，若Δφ∞=x能夠滿足該式，則Δφ∞=x+nπ也能夠滿足該式，因?yàn)閟in2(x+nπ)=sin2x。由于最終鎖定時(shí)，ue∞接近于0，故x是一個(gè)很小的數(shù)，即Δφ∞≈nπ（n為整數(shù)）。

以上分析說明，平方環(huán)提取的載波與發(fā)送端載波雖然頻率相同，但相位差△φ∞可能是0（n是0或偶數(shù)），即同相，也可能是π（n是奇數(shù)），即反相，存在著不確定性，這種現(xiàn)象稱為“相位模糊”。在模擬調(diào)幅信號(hào)解調(diào)時(shí)，如果用平方環(huán)電路提取載波，因“相位模糊”而可能產(chǎn)生的載波反相會(huì)使解調(diào)出來的模擬語音信號(hào)反相（參看6.2.1節(jié)分析），然而對(duì)收聽沒有影響。但在數(shù)字已調(diào)波信號(hào)同步解調(diào)時(shí)，載波的“相位模糊”可能造成誤碼，9.3節(jié)將討論這一問題。2.科斯塔斯（Costas）環(huán)圖8.4.7是科斯塔斯環(huán)組成原理圖。圖8.4.7科斯塔斯環(huán)組成方框圖

科斯塔斯環(huán)是由同相支路和正交支路構(gòu)成的一種特殊鎖相環(huán)電路，又稱為同相—正交環(huán)。它具有載波提取和同步解調(diào)的雙重功能。設(shè)輸入信號(hào)為

ui=x(t)cos(ωct+φi) (8.4.9)

其中，x(t)是低頻調(diào)制信號(hào)。當(dāng)環(huán)路鎖定后，VCO輸出為

u1(t)=Umcos(ωct+φo)(8.4.10)

經(jīng)90°相移后，

u2(t)=Umsin(ωct+φo)(8.4.11)兩個(gè)乘積鑒相器輸出經(jīng)低通后的信號(hào)分別是(8.4.12)其中，φe=φo-φi。相乘后得到的誤差電壓為(8.4.13)

經(jīng)低通濾除x(t)分量后得到的控制信號(hào)uc(t)∝sin2φe。k1、k2、k3分別是鑒相器和乘法器增益，兩個(gè)低通和90°相移器增益假定為1。從以上分析可以得出科斯塔斯環(huán)的幾個(gè)特點(diǎn)：（1）由于φe很小，因此VCO輸出u1(t)就是從輸入信號(hào)中提取的載波信號(hào)。（2）由于cosφe≈1，因此同相信號(hào)u3(t)與調(diào)制信號(hào)x(t)成正比，也就是從u3（t）中可直接得到解調(diào)信號(hào)。

（3）與平方環(huán)相比，科斯塔斯環(huán)工作角頻率是ωc，比平方環(huán)工作角頻率2ωc低，而且不需要平方器和分頻器。（4）由式（8.4.13）可知，科斯塔斯環(huán)的鑒相特性也是以π為周期，故同樣存在載波“相位模糊”問題。1.單環(huán)頻率合成器采用鎖相倍頻電路可以組成頻率合成器。為了減小相鄰兩個(gè)輸出頻率的間隔,增加輸出頻率的數(shù)目,可在晶體振蕩器和鑒相器之間插入前置可變分頻器,如圖8.5.1所示。這樣組成的頻率合成器稱為單環(huán)頻率合成器,其輸出頻率為8.5鎖相頻率合成器最小頻率間隔（步長(zhǎng)）為,頻率范圍為。圖8.5.1單環(huán)頻率合成器(8.5.1)

式中，fr指鑒相器輸入?yún)⒖碱l率。對(duì)于圖8.5.1所示加有前置分頻器的鎖相環(huán),有fr=fi/m。單環(huán)頻率合成器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,制作和調(diào)試容易,但是性能指標(biāo)較差。

鎖相頻率合成器的主要性能指標(biāo)有輸出頻率范圍和頻率數(shù)目、頻率間隔和頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間。其中頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間的經(jīng)驗(yàn)公式為為了得到良好的頻率分辨力,要求頻率間隔必須很小,對(duì)于單環(huán)頻率合成器來說,則要求降低參考頻率fr。由于環(huán)路濾波器必須濾除鑒相器輸出電流中的無用頻率分量,包括輸入?yún)⒖碱l率fr及其諧波,因此其通頻帶必須小于參考頻率fr,因而降低fr將會(huì)使環(huán)路帶寬變窄。這樣,當(dāng)頻率變換時(shí),環(huán)路的捕捉時(shí)間或跟蹤時(shí)間就會(huì)加長(zhǎng),由式（8.5.1）可知,頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間與fr成反比。通常單環(huán)頻率合成器的參考頻率fr不能小于1kHz,這也就是它的最小頻率間隔。

單環(huán)頻率合成器的第二個(gè)缺點(diǎn)是輸出頻率數(shù)目受限制。因?yàn)槿粢黾虞敵鲱l率數(shù)目,則需增大分頻比n。由于分頻器輸出相位φ′y(t)=φy(t)/n,根據(jù)圖8.5.1可寫出相應(yīng)的誤差傳遞函數(shù)當(dāng)n大幅度變化時(shí),將使誤差傳遞函數(shù)變化很大,從而使環(huán)路的跟蹤特性急劇變化。

第三，頻率合成器中必然要使用編程處理的可變分頻器，而可變分頻器的最高工作頻率要比固定分頻器低很多。對(duì)于圖8.5.1所示單環(huán)頻率合成器來說，可變分頻器的工作頻率就是fy，這就限制了頻率合成器的最高輸出頻率。2.變模頻率合成器變模頻率合成器（又稱吞脈沖頻率合成器）是單環(huán)頻率合成器的一種改進(jìn)，它可以增大最高輸出頻率，其組成方框圖見圖8.5.2。

圖8.5.2變模頻率合成器

在變模頻率合成器中，雙模分頻器是具有P和P+1兩種分頻比模式的固定分頻器，當(dāng)模式控制電路輸出高電平或低電平時(shí)，它的分頻比分別為P+1和P。另外兩個(gè)可變分頻器的分頻比分別為N和A，且規(guī)定N＞A。設(shè)N分頻器每輸出一個(gè)脈沖為一個(gè)工作周期，而每一工作周期又可分為兩個(gè)時(shí)段。在第一時(shí)段開始時(shí)，兩個(gè)可變分頻器應(yīng)先預(yù)置初始值，模式控制電路輸出高電平，雙模分頻器分頻比為P+1，然后，輸出頻率為fo的合成器輸出脈沖經(jīng)P+1分頻后同時(shí)進(jìn)入兩個(gè)可變分頻器作減法計(jì)數(shù)。

當(dāng)A分頻器計(jì)數(shù)為零時(shí)，使模式控制電路輸出變?yōu)榈碗娖?，雙模分頻器分頻比變成P，開始進(jìn)入第二時(shí)段。顯然，此時(shí)N分頻器計(jì)數(shù)為N-A，而在第一時(shí)段內(nèi)頻率合成器輸出脈沖數(shù)為（P+1）A。在第二時(shí)段內(nèi)，同時(shí)進(jìn)入兩個(gè)可變分頻器的脈沖頻率為fo/P,當(dāng)N分頻器計(jì)數(shù)為零時(shí)，N分頻器輸出一個(gè)脈沖給鑒相器，同時(shí)使模式控制電路輸出重新變?yōu)楦唠娖?，又開始第二個(gè)周期計(jì)數(shù)。在第二時(shí)段內(nèi)，頻率合成器輸出脈沖數(shù)為P（N-A）。

可見，一個(gè)周期內(nèi)頻率合成器輸出脈沖數(shù)為M=（P+1）A+P（N-A）=PN+A，所以總的分頻比即為M=PN+A，合成器輸出頻率為

fo=(PN+A)fr(8.5.2)

變模頻率合成器與普通單環(huán)頻率合成器的頻率間隔相同，但頻率數(shù)增加。由于兩個(gè)可變分頻器最高工作頻率為fo/P，因此變模頻率合成器的最高輸出頻率可以提高為普通單環(huán)頻率合成器的P倍?！纠?.3】

在圖8.5.2所示變模頻率合成器中，已知fr=1kHz，N=3～127，A=3～15，P=10，求分頻比范圍、輸出頻率范圍、頻率間隔和可變分頻器最高工作頻率。

解：若A=3，則N=4～127（N＞A），最小分頻比為 PNmin+A=10×4+3=43最大分頻比為

PNmax+A=10×127+3=1273

若A=15，則N=16～127（N＞A），則最小和最大分頻比分別為175和1285。

所以，此頻率合成器分頻比范圍為43～1285，相應(yīng)的輸出頻率范圍是43～1285kHz，頻率間隔為1kHz，總頻率數(shù)為1243個(gè)?？勺兎诸l器最高工作頻率為1285/10=128.5kHz。3.多環(huán)頻率合成器為了減小頻率間隔同時(shí)又不降低參考頻率fr，可以采用多環(huán)形式。在多環(huán)頻率合成器里增添了混頻器和濾波器。

【例8.4】

圖例8.5.3所示是一個(gè)雙環(huán)頻率合成器,由兩個(gè)鎖相環(huán)和一個(gè)混頻濾波電路組成。兩個(gè)輸入頻率

fi1＝1kHz,fi2＝100kHz?？勺兎诸l器的分頻比范圍分別為n1＝10000～11000,n2＝720～1000。固定分頻器的分頻比n3＝1０。求輸出頻率fy的頻率調(diào)節(jié)范圍和步長(zhǎng)（即頻率間隔）。圖8.5.3例8.4圖

解:環(huán)路Ⅰ是鎖相倍頻電路。輸出頻率為

fo1＝n1fi1fo1經(jīng)過n3固定分頻后,輸出fo2經(jīng)過n2可變分頻后,輸出設(shè)混頻器輸出端用帶通濾波器取出和頻信號(hào),則有環(huán)路Ⅱ也是鎖相倍頻電路,所以輸出頻率為

由上式可見,輸出合成頻率fy由兩部分之和組成。前一部分n2fi2調(diào)節(jié)范圍為７２～1００MHz,頻率間隔為０.1MHz,后一部分n1fi1／n3的調(diào)節(jié)范圍為1～1.1MHz,頻率間隔100Hz。所以,fy的總調(diào)節(jié)范圍為73～101.1MHz,步長(zhǎng)為100Hz,總頻率數(shù)為281001個(gè)。環(huán)路Ⅰ的參考頻率為1kHz,環(huán)路Ⅱ的參考頻率為101～101.53kHz,根據(jù)式（8.5.1）可求得最大轉(zhuǎn)換時(shí)間為25ms。8.6直接數(shù)字頻率合成器

1.數(shù)字頻率合成的基本原理直接數(shù)字頻率合成器（DirectDigitalFrequencySynthesizer，簡(jiǎn)稱DDS）是20世紀(jì)70年代發(fā)展起來的一種新型頻率合成器。直接數(shù)字頻率合成器的工作原理與鎖相頻率合成器不一樣，它是從相位與頻率的關(guān)系出發(fā)，利用信號(hào)相位與幅度的對(duì)應(yīng)關(guān)系，采用數(shù)字采樣存儲(chǔ)的方法進(jìn)行頻率合成。在信號(hào)相位與頻率的關(guān)系式φ（t）=2πft中（令初相位為零），設(shè)t為采樣時(shí)間步長(zhǎng)Δt，則對(duì)應(yīng)的采樣相位步長(zhǎng)為Δφ=2πfΔt，故頻率f=Δφ/（2πΔt）。所以，若采樣時(shí)間步長(zhǎng)固定，則頻率與相位步長(zhǎng)成正比，即改變采樣相位步長(zhǎng)就可以改變信號(hào)的頻率。設(shè)一個(gè)完整的相位圓有2N個(gè)采樣點(diǎn)，則最小相位步長(zhǎng)（最小相位分辨率）為（8.6.1）現(xiàn)在用一個(gè)單位長(zhǎng)度旋轉(zhuǎn)矢量來表示正弦信號(hào)。旋轉(zhuǎn)矢量與X軸正方向的夾角為φ（t），旋轉(zhuǎn)矢量在Y軸上的投影，即其正弦函數(shù)值sinφ（t），是對(duì)應(yīng)的幅度值。設(shè)N=4，則一周有16個(gè)相位采樣點(diǎn)，最小相位步長(zhǎng)為π/8。圖8.6.1中左邊是每一次采樣的相位值與幅度值的一一對(duì)應(yīng)關(guān)系。預(yù)先把所有的相位值和對(duì)應(yīng)的幅度值轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制編碼，放在存儲(chǔ)器中。然后在時(shí)鐘控制下（時(shí)鐘頻率即采樣頻率），依次將對(duì)旋轉(zhuǎn)矢量采樣得到的相位值所對(duì)應(yīng)的幅度碼輸出，經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換，就可以產(chǎn)生離散階梯狀正弦信號(hào)，再經(jīng)過低通濾波，最終生成模擬正弦信號(hào)。圖8.6.1中右邊即為對(duì)應(yīng)的離散階梯狀正弦信號(hào)。圖8.6.1正弦信號(hào)采樣相位值與幅度值的對(duì)應(yīng)關(guān)系以及相應(yīng)的離散階梯狀信號(hào)

2.直接數(shù)字頻率合成器的結(jié)構(gòu)與工作原理圖8.6.2是直接數(shù)字頻率合成器的結(jié)構(gòu)圖。其中波形存儲(chǔ)器中是正弦信號(hào)的N位相位編碼值與M位幅度編碼值一一對(duì)應(yīng)的查詢表。

圖8.6.2直接數(shù)字頻率合成器結(jié)構(gòu)圖先假定不考慮相位控制字P，即P=0。在參考頻率為fr的時(shí)鐘的作用下，每隔Δt（Δt=1／fr）時(shí)間在相位累加器中增加一個(gè)相位步長(zhǎng)Δφ，輸出一個(gè)累加的N位相位碼，然后去波形存儲(chǔ)器進(jìn)行查詢，找出對(duì)應(yīng)的幅度碼，從而完成相位—幅度變換。Δφ=KΔφmin，K=1，2，3…。即，若相位累加器起始狀態(tài)為零，每次在N位的相位累加器中加K，累積數(shù)目為2N后滿量溢出，相位累加器重新置零，從而完成正弦信號(hào)一個(gè)周期的采樣。故相位累加器就是一個(gè)計(jì)數(shù)器，它的溢出頻率就是頻率合成器輸出的信號(hào)頻率fo。（8.6.2）從上式可見，K影響輸出頻率，故稱為頻率控制字。若fr與N固定，則輸出頻率數(shù)目與K的取值數(shù)目相同，而最小頻率間隔為K=1時(shí)的頻率值fr／2N。顯然，N越大，最小相位步長(zhǎng)越小，最小頻率間隔越??；M越大，幅度值精度越高。

D／A轉(zhuǎn)換器在時(shí)鐘控制下，每隔Δt時(shí)間將對(duì)應(yīng)的幅度碼轉(zhuǎn)換為幅度電平輸出，形成階梯狀正弦信號(hào)，最后經(jīng)過低通濾波平滑，便可得到模擬正弦信號(hào)。假定N=6，則一周內(nèi)有64個(gè)采樣點(diǎn)，最小相位步長(zhǎng)為Δφmin=π／32。若K=1，則Δφ=π／32，產(chǎn)生的正弦信號(hào)頻率fo為fr／64。若K=2，則Δφ=π/16，產(chǎn)生的正弦信號(hào)頻率fo=fr／32。若相位控制字P≠0，則需要在相位累加器的輸出相位上再加上一個(gè)偏移量2πP／2L，（其中L是相位控制碼的長(zhǎng)度），然后再去波形存儲(chǔ)器中查詢。顯然，此時(shí)的實(shí)際相位步長(zhǎng)有所改變。從以上分析可知，如果改變頻率控制字或相位控制字的大小，使其受調(diào)制信號(hào)的控制，就可以分別實(shí)現(xiàn)調(diào)頻或調(diào)相。另外，如果用振幅控制字去改變波形存儲(chǔ)器輸出的幅度碼，還可以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。顯然，如果在波形存儲(chǔ)器中存有其他函數(shù)信號(hào)相位與幅度一一對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)，則還可以分別得到方波、三角波、鋸齒波等各種不同的信號(hào)波形輸出。

DDS的主要優(yōu)點(diǎn)是輸出信號(hào)的頻率、相位甚至振幅都能夠精確、快速而靈活地變化，只需要輸入相應(yīng)的控制字就可以很容易實(shí)現(xiàn)。另外，它的頻率分辨率和相位分辨率都可以做得很高，頻率轉(zhuǎn)換速度快。主要缺點(diǎn)是最高輸出頻率受時(shí)鐘頻率限制（根據(jù)奈奎斯特采樣定理，輸出頻率最高不能超過采樣頻率的一半），相位噪聲和雜散噪聲比較大。3．DDS芯片實(shí)例介紹圖8.6.3是DDS芯片AD9834內(nèi)部主要電路方框圖。圖8.6.3AD9834內(nèi)部主要電路方框圖AD9834時(shí)鐘頻率為50MHz，最高可以輸出25MHz的正弦信號(hào)。它為模擬電路部分和數(shù)字電路部分各提供了一個(gè)獨(dú)立電源輸入端AVDD和DVDD，取值范圍均為2.3~5.5V，AGND和DGND分別是模擬接地和數(shù)字接地，另外還有一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的三線串行接口。

AD9834有20個(gè)管腳，內(nèi)部包括頻率寄存器、相位寄存器、相位累加器、加法器、波形存儲(chǔ)器和D／A轉(zhuǎn)換器等幾個(gè)主要部分。

MCLK是數(shù)字時(shí)鐘輸入端。頻率控制字K存放在兩個(gè)28位頻率寄存器中，相位控制字P存放在兩個(gè)12位相位寄存器中，K和P可以通過串行接口進(jìn)行靈活選擇和改變。通過兩個(gè)多路選擇器，F(xiàn)SELECT和PSELECT兩個(gè)管腳輸入的高低電平可以分別選通其中一個(gè)頻率寄存器和一個(gè)相位寄存器。28位相位累加器的輸出相位值與相位寄存器輸出的偏移相位值相加，產(chǎn)生實(shí)際相位值。加法器輸出的12位相位數(shù)據(jù)作為查表地址，在波形存儲(chǔ)器中找出對(duì)應(yīng)的振幅數(shù)據(jù)，經(jīng)10位D／A轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生離散階梯狀正弦信號(hào)后輸出。低通濾波器需要外接。

在選用集成鎖相環(huán)電路時(shí),首先要注意工作頻率這個(gè)重要參數(shù),其次是工作電流、最大鎖定范圍和電源電壓等,除了環(huán)路濾波器必須外接以外,其余還需要外接哪些元件也應(yīng)注意。由于環(huán)路濾波器的低通性能對(duì)整個(gè)鎖相環(huán)電路性能的影響很大,因此要選用合適的R、C元件和濾波器形式。表8.7.1給出了幾種常用集成鎖相環(huán)電路的主要性能指標(biāo)。其中NE562是L562的國外型號(hào),

NE565是L565的國外型號(hào)，其余類推。8.7集成鎖相環(huán)電路的選用與實(shí)例介紹

表8.7.1常用鎖相環(huán)電路的性能指標(biāo)

圖8.7.1是采用L562組成的FM解調(diào)電路。Cs是FM信號(hào)輸入耦合電容。CT是定時(shí)電容,由FM信號(hào)的載頻而定。Cc是耦合電容,L562片內(nèi)VCO的輸出經(jīng)電阻分壓后由Cc耦合到鑒相器的輸入端。CD是去加重電容。13、14腳外接Cx、Rx與片內(nèi)的R1、R2組成比例積分式環(huán)路濾波器,其傳遞函數(shù)為其中,R=6kΩ,即L562片內(nèi)R1、R2的值。由于FM解調(diào)時(shí)屬于調(diào)制跟蹤環(huán),故設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器帶寬時(shí)必須保證調(diào)制信號(hào)能順利通過。FM信號(hào)從11、12