第4章 場效應(yīng)管放大電路

1、2021年6月24日星期四第四章1 4場效應(yīng)管放大電路場效應(yīng)管放大電路 引言引言 2021年6月24日星期四第四章2 v場效應(yīng)管場效應(yīng)管(FET)的特點：的特點： 體積小、重量輕、耗電省、壽命長；輸入阻體積小、重量輕、耗電省、壽命長；輸入阻 抗高、噪聲低、熱穩(wěn)性好、抗輻射能力強、抗高、噪聲低、熱穩(wěn)性好、抗輻射能力強、 制造工藝簡單。制造工藝簡單。 v主要用途：大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路。主要用途：大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路。 v分類：結(jié)型場效應(yīng)管分類：結(jié)型場效應(yīng)管(JFET)、金屬、金屬-氧化氧化 物物-半導(dǎo)體場效應(yīng)管半導(dǎo)體場效應(yīng)管 2021年6月24日星期四第四章3 v特點：只有一種載流子參與導(dǎo)

2、電特點：只有一種載流子參與導(dǎo)電(電子或空電子或空 穴穴)。 v本節(jié)要掌握的主要內(nèi)容：本節(jié)要掌握的主要內(nèi)容： v了解了解FET的結(jié)構(gòu)、基本工作原理、特性曲線、的結(jié)構(gòu)、基本工作原理、特性曲線、 主要參數(shù)、基本放大原理。主要參數(shù)、基本放大原理。 2021年6月24日星期四第四章4 4.1JFET v 4.1.1JFET的結(jié)構(gòu)和工作原理的結(jié)構(gòu)和工作原理 v 1.結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu) v N溝道溝道JFET的結(jié)構(gòu)示意圖如的結(jié)構(gòu)示意圖如圖圖4.1.1(a)所所 示。圖示。圖(b)為其電路符號，為其電路符號，圖圖(c)為實際的為實際的N溝溝 道道JFET的結(jié)構(gòu)剖面圖。的結(jié)構(gòu)剖面圖。 v P溝道溝道JFET的結(jié)構(gòu)示意圖如

3、的結(jié)構(gòu)示意圖如圖圖4.1.2所示。所示。 2021年6月24日星期四第四章5 2021年6月24日星期四第四章6 2021年6月24日星期四第四章7 2021年6月24日星期四第四章8 2.工作原理工作原理 v以以N溝道溝道JFET為例，分析為例，分析JFET的工作原理。的工作原理。 vN溝道溝道JFET 工作時，工作時，vGS0,使使N溝道中的多數(shù)載流子溝道中的多數(shù)載流子(電子電子) 在電場的作用下，由源極向漏極運動，形成在電場的作用下，由源極向漏極運動，形成 iD， iD 的大小受的大小受vGS的控制。的控制。 2021年6月24日星期四第四章9 v因此，討論因此，討論JFET的工作原理就

4、是討論的工作原理就是討論vGS對對iD 的控制作用和的控制作用和vDS對對iD的影響。的影響。 v(1) vGS對對iD的控制作用的控制作用 v 如圖如圖4.1.3所示。所示。 va. vDS0，導(dǎo)電溝道不變，如導(dǎo)電溝道不變，如圖圖4.1.3a 。 v b.當(dāng)當(dāng)vGS由零向負值增大時，在反偏電壓由零向負值增大時，在反偏電壓 vGS作用下，兩個作用下，兩個PN結(jié)的耗盡層結(jié)的耗盡層(即耗盡區(qū)即耗盡區(qū))將將 加寬，使導(dǎo)電溝道變窄，溝道電阻增大，如加寬，使導(dǎo)電溝道變窄，溝道電阻增大，如 圖圖4.1.3b。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)11 2021年6月24日星期四第四章10 2021年6月24日星期四第四章11 v c.

5、當(dāng)當(dāng)vGS的絕對值進一步增大到某一定值的絕對值進一步增大到某一定值 時，兩側(cè)耗盡層將在中間合攏，溝道全部時，兩側(cè)耗盡層將在中間合攏，溝道全部 被夾斷，如被夾斷，如圖圖4.1.3c所示。所示。 v此時漏源極間的電阻將趨于無窮大，相應(yīng)的此時漏源極間的電阻將趨于無窮大，相應(yīng)的 柵源電壓稱為夾斷電壓柵源電壓稱為夾斷電壓VP（也有的用（也有的用vGS（ （off） 表示的）。表示的）。 P V 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)13 2021年6月24日星期四第四章12 2021年6月24日星期四第四章13 v上述分析表明：改變上述分析表明：改變vGS的大小，可的大小，可 以有效的控制溝道電阻以有效的控制溝道電阻(寬度寬度)的大小。

6、的大小。 如果在漏源之間加上固定正向電壓如果在漏源之間加上固定正向電壓 vDS，即可控制由漏極流向源極的電，即可控制由漏極流向源極的電 流流iD的大小。的大小。 2021年6月24日星期四第四章14 v(2)vDS對對iD的的影響影響 v如圖如圖4.1.4所示。所示。 va.當(dāng)當(dāng)vDS =0時，溝道如圖時，溝道如圖4.1.4a所示，并有所示，并有 iD =0，這是容易理解的。，這是容易理解的。 vb.但隨著但隨著vDS 逐漸增加，由于逐漸增加，由于溝道溝道自漏到自漏到 源存在著源存在著電位梯度電位梯度，耗盡層也愈向，耗盡層也愈向N型半導(dǎo)型半導(dǎo) 體中心擴展，使靠近漏極處的導(dǎo)電溝道比靠體中心擴展，

7、使靠近漏極處的導(dǎo)電溝道比靠 近源極要窄，導(dǎo)電溝道呈楔形，如圖近源極要窄，導(dǎo)電溝道呈楔形，如圖4.1.4b 所示。所示。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)17 2021年6月24日星期四第四章15 2021年6月24日星期四第四章16 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)20 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)21 2021年6月24日星期四第四章17 v另外，增加另外，增加vDS，雖然產(chǎn)生了阻礙漏極電流，雖然產(chǎn)生了阻礙漏極電流iD 提高的因素。但在提高的因素。但在vDS較小時，導(dǎo)電溝道靠近較小時，導(dǎo)電溝道靠近 漏端區(qū)域仍較寬，這時阻礙的因素是次要的，漏端區(qū)域仍較寬，這時阻礙的因素是次要的， 故故iD隨隨vDS 升高幾乎成正比地增大，構(gòu)成如升高幾乎成正比地增大，構(gòu)成如 圖圖4.1.5

8、a所示曲線所示曲線(圖圖4.1.5為為FET的輸出特性，的輸出特性， 其定義見其定義見4.1.2節(jié)節(jié))的上升段。的上升段。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)19 2021年6月24日星期四第四章18 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)19 2021年6月24日星期四第四章19 vc.當(dāng)當(dāng)vDS繼續(xù)增加，使漏柵間的電位差加大，繼續(xù)增加，使漏柵間的電位差加大， 靠近漏端電位差最大，耗盡層也最寬。當(dāng)兩靠近漏端電位差最大，耗盡層也最寬。當(dāng)兩 耗盡層在耗盡層在A點相遇時點相遇時(圖圖4.1.4c)，稱為預(yù)夾斷，稱為預(yù)夾斷， 此時，此時， A點耗盡層兩邊的電位差用夾斷電壓點耗盡層兩邊的電位差用夾斷電壓 VP來描述。由于來描述。由于vGS=0，故有，故有vGD v

9、DS VP。 v當(dāng)當(dāng)vGS 0時，在預(yù)夾斷點時，在預(yù)夾斷點A處處VP與與vGS、 vDS 之間有如下關(guān)系：之間有如下關(guān)系： vGD = vGS - vDS VP (4.l.1) 2021年6月24日星期四第四章20 v圖圖4.1.4c所示的情況，對應(yīng)于圖所示的情況，對應(yīng)于圖4.1.5a中中iD達達 到了飽和漏極電流到了飽和漏極電流IDSS， IDSS下標(biāo)中的第二下標(biāo)中的第二 個個S表示柵源極間短路的意思。表示柵源極間短路的意思。 v d.溝道一旦在溝道一旦在A點預(yù)夾斷后，隨著點預(yù)夾斷后，隨著vDS上上 升，夾斷長度會略有增加，亦即自升，夾斷長度會略有增加，亦即自A點向源點向源 極方向延伸極方向

10、延伸(如如圖圖4.1.4d所示所示)。 2021年6月24日星期四第四章21 v但由于夾斷處場強也增大，仍能將電子拉但由于夾斷處場強也增大，仍能將電子拉 過夾斷區(qū)過夾斷區(qū)(實即耗盡層實即耗盡層)，形成漏極電流，這，形成漏極電流，這 和和NPN型型BJT在集電結(jié)反偏時仍能把電子拉在集電結(jié)反偏時仍能把電子拉 過耗盡區(qū)基本上是相似的。在從源極到夾斷過耗盡區(qū)基本上是相似的。在從源極到夾斷 處的溝道上，溝道內(nèi)電場基本上不隨處的溝道上，溝道內(nèi)電場基本上不隨vDS改變改變 而變化。所以，而變化。所以，iD基本上不隨基本上不隨vDS 增加而上增加而上 升升,漏極電流趨于飽和。漏極電流趨于飽和。 2021年6月

11、24日星期四第四章22 v如果如果FET柵源極之間接一可調(diào)負電源，由于柵源極之間接一可調(diào)負電源，由于 柵源電壓愈負，耗盡層愈寬，溝道電阻就愈柵源電壓愈負，耗盡層愈寬，溝道電阻就愈 大，相應(yīng)的大，相應(yīng)的iD就愈小。因此，改變柵源電壓就愈小。因此，改變柵源電壓 vGS可得一族曲線，如圖可得一族曲線，如圖4.1.5b所示。由于每所示。由于每 個管子的個管子的VP為一定值，因此，從式為一定值，因此，從式(4.1.1)可可 知，預(yù)夾斷點隨知，預(yù)夾斷點隨vGS 的改變而變化，它在輸?shù)母淖兌兓?，它在?出特性上的軌跡如出特性上的軌跡如圖圖4.1.5b中左邊虛線所示。中左邊虛線所示。 2021年6月24日星

12、期四第四章23 2021年6月24日星期四第四章24 v分析表明：在分析表明：在0vDSVp(預(yù)加斷預(yù)加斷)之后，之后， iD 趨于飽和，趨于飽和，vDS再增加，再增加， iD 變化不大。變化不大。 v(3)結(jié)論結(jié)論(P160)： vJFET柵極與導(dǎo)電溝道之間的柵極與導(dǎo)電溝道之間的PNJ是反向是反向 偏置的，因此，偏置的，因此，iG0，管子的輸入電阻很高。，管子的輸入電阻很高。 P V 2021年6月24日星期四第四章25 vJFET是電壓控制電流器件，是電壓控制電流器件，iD受受vGS的的 控制?？刂?。 v預(yù)夾斷前，預(yù)夾斷前，iD 與與vDS呈線性關(guān)系；預(yù)夾呈線性關(guān)系；預(yù)夾 斷后，斷后，iD

13、趨于飽和。趨于飽和。 vP溝道溝道JFET工作時，其電源極性與工作時，其電源極性與N溝道溝道 JFET的電源極性相反，工作原理基本相同。的電源極性相反，工作原理基本相同。 2021年6月24日星期四第四章26 v4.1.2JFET的特性曲線的特性曲線 v1.輸出特性輸出特性 v如圖如圖4.1.5(b)所示。所示。 v區(qū)為可變電阻區(qū)，此區(qū)，區(qū)為可變電阻區(qū)，此區(qū)，iD受受vGS的控的控 制。制。 v區(qū)為飽和區(qū)或恒流區(qū)，區(qū)為飽和區(qū)或恒流區(qū)，F(xiàn)ET作為放大作為放大 器件時，一般就工作在此區(qū)，所以，器件時，一般就工作在此區(qū)，所以，區(qū)又區(qū)又 稱之為線性放大區(qū)。此區(qū)，稱之為線性放大區(qū)。此區(qū)， iD 基本不受

14、基本不受vGS 和和vDS的控制。的控制。 轉(zhuǎn)28 2021年6月24日星期四第四章27 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)29 2021年6月24日星期四第四章28 v區(qū)為擊穿區(qū)，此區(qū)，由于區(qū)為擊穿區(qū)，此區(qū)，由于PNJ所受的所受的 反向電壓過高，而使反向電壓過高，而使PNJ發(fā)生雪崩擊穿。發(fā)生雪崩擊穿。 v2.轉(zhuǎn)移特性轉(zhuǎn)移特性 v如如圖圖4.1.6所示。所示。 iD = f (vGS) =C v轉(zhuǎn)移特性曲線可以從轉(zhuǎn)移特性曲線可以從輸出特性輸出特性曲線上獲得。曲線上獲得。 v3.主要參數(shù)主要參數(shù)(參閱參閱P162163) DS v 2021年6月24日星期四第四章29 v(1)夾斷電壓夾斷電壓VP v 由式由式(4.1.1)

15、和圖和圖4.1.4c知，當(dāng)知，當(dāng)vGS0時，時， vDS VP 。但實際測試時，。但實際測試時， 通常令通常令vDS 為為 某一固定值某一固定值(例如例如10V)，使，使iD等于一個微小的等于一個微小的 電流電流(例如例如50A)時，柵源之間所加的電壓稱時，柵源之間所加的電壓稱 為夾斷電壓。從物理意義上來說，這時相當(dāng)為夾斷電壓。從物理意義上來說，這時相當(dāng) 于圖于圖4.1.4d中的夾斷點延伸到靠近源極，達中的夾斷點延伸到靠近源極，達 到全夾斷狀態(tài)。到全夾斷狀態(tài)。 2021年6月24日星期四第四章30 v考慮到靠近源端縱向電位差接近于零，源端考慮到靠近源端縱向電位差接近于零，源端 耗盡層兩邊的電位

16、差可認(rèn)為是耗盡層兩邊的電位差可認(rèn)為是vGS，所以此時，所以此時 有有 vGSVP。 v(2)飽和漏電流飽和漏電流IDSS v 在在vGS0的情況下，當(dāng)?shù)那闆r下，當(dāng)vDSIVPI時的漏極時的漏極 電流稱為飽和漏電流電流稱為飽和漏電流IDSS。通常令。通常令vDS10V， vGS0V時測出的時測出的iD就是就是IDSS。在轉(zhuǎn)移特性上，。在轉(zhuǎn)移特性上， 就是就是vGS0 時的漏極電流時的漏極電流(見圖見圖4.1.6a)。 2021年6月24日星期四第四章31 2021年6月24日星期四第四章32 v對于對于JFET來說，來說，IDSS也是管子所能輸出的也是管子所能輸出的 最大電流。最大電流。 v(3

17、)最大漏源電壓最大漏源電壓V(BR)DS v V(BR)DS是指發(fā)生雪崩擊穿、是指發(fā)生雪崩擊穿、iD開始急劇上開始急劇上 升時的升時的vDS值。由于加到值。由于加到PN結(jié)上的反向偏壓結(jié)上的反向偏壓 與與vGS 有關(guān)，因此有關(guān)，因此vGS 愈負，愈負， V(BR)DS越小。越小。 2021年6月24日星期四第四章33 v(4)最大柵源電壓最大柵源電壓V(BR)GS v V(BR)GS 是指輸入是指輸入PN結(jié)反向電流開始急劇結(jié)反向電流開始急劇 增加時的增加時的vGS值值。 v(5)直流輸入電阻直流輸入電阻RGS v 在漏源之間短路的條件下，柵源之間加一在漏源之間短路的條件下，柵源之間加一 定電壓時

18、的柵源直流電阻就是直流輸入電阻定電壓時的柵源直流電阻就是直流輸入電阻 RGS。 2021年6月24日星期四第四章34 v(6)低頻互導(dǎo)低頻互導(dǎo)(跨導(dǎo)跨導(dǎo))gm v 在在vDS等于常數(shù)時，漏極電流的微變量和等于常數(shù)時，漏極電流的微變量和 引起這個變化的柵源電壓的微變引起這個變化的柵源電壓的微變 v量之比稱為互導(dǎo)量之比稱為互導(dǎo)(也稱跨導(dǎo)也稱跨導(dǎo))，即，即 ).( C GS D m 314 DS v v i g 2021年6月24日星期四第四章35 v互導(dǎo)反映了柵源電壓對漏極電流的控制能力。互導(dǎo)反映了柵源電壓對漏極電流的控制能力。 v互導(dǎo)互導(dǎo)gm是表征是表征FET放大能力的一個重要參放大能力的一個重

19、要參 數(shù)，單位為數(shù)，單位為mS或或S。 vgm 一般在十分之幾至幾一般在十分之幾至幾mS的范圍內(nèi)，特的范圍內(nèi)，特 殊的可達殊的可達100mS，甚至更高。，甚至更高。 v值得注意的是，互導(dǎo)隨管子的工作點不同值得注意的是，互導(dǎo)隨管子的工作點不同 而變，它是而變，它是JFET小信號建模的重要參數(shù)之一。小信號建模的重要參數(shù)之一。 2021年6月24日星期四第四章36 v如果手頭沒有如果手頭沒有FET的特性曲線，則可利用式的特性曲線，則可利用式 (4.1.2)和式和式(4.1.3)近近 v似估算似估算gm值，即值，即 ).()( )( )( GSP P P GS DSS GS P GS DSS m 41

20、40 12 1 時當(dāng) vV V V v I dv V v Id g 2021年6月24日星期四第四章37 (7)輸出電阻輸出電阻rd v輸出電阻輸出電阻rd說明了說明了vDS對對iD的影響，是輸出的影響，是輸出 特性某一點上切線斜率的倒數(shù)。在飽和區(qū)特性某一點上切線斜率的倒數(shù)。在飽和區(qū)(即即 線性放大區(qū)線性放大區(qū))， iD 隨隨vDS改變很小，因此改變很小，因此rd的的 數(shù)值很大，一般在幾十千歐到幾百千歐之間。數(shù)值很大，一般在幾十千歐到幾百千歐之間。 ).( GS D DS d 514 V i v r 2021年6月24日星期四第四章38 v(8)最大耗散功率最大耗散功率PDM v JFET的耗

21、散功率等于的耗散功率等于vDS和和iD的乘積，即的乘積，即 PDM vDSiD ，這些耗散在管子中的功率將，這些耗散在管子中的功率將 變?yōu)闊崮?，使管子的溫度升高。為了限制它變?yōu)闊崮?，使管子的溫度升高。為了限制?的溫度不要升得太高，就要限制它的耗散功的溫度不要升得太高，就要限制它的耗散功 率不能超過最大數(shù)值率不能超過最大數(shù)值PDM 。顯然，。顯然， PDM 受管受管 子最高工作溫度的限制。子最高工作溫度的限制。 2021年6月24日星期四第四章39 v除了以上參數(shù)外，除了以上參數(shù)外，JFET還有噪聲系數(shù)、還有噪聲系數(shù)、 高頻參數(shù)、極間電容等其他參數(shù)。高頻參數(shù)、極間電容等其他參數(shù)。 vJFET的

22、噪聲系數(shù)很小，可達的噪聲系數(shù)很小，可達1.5dB以以 下。表下。表4.1.1列出了幾種典型的列出了幾種典型的N溝道溝道 JFET的主要參數(shù)。的主要參數(shù)。 2021年6月24日星期四第四章40 v 4.2砷化鎵金屬砷化鎵金屬-半導(dǎo)體場效應(yīng)管半導(dǎo)體場效應(yīng)管(自學(xué)自學(xué)) 2021年6月24日星期四第四章41 4.3金屬金屬-氧化物氧化物-半導(dǎo)體場效應(yīng)管半導(dǎo)體場效應(yīng)管 (MOSFET) v4.3.1N溝道增強型溝道增強型MOSFET v1.結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu) v圖圖4.3.1(a)所示，為所示，為N溝道增強型溝道增強型 MOSFET的剖面示意圖。的剖面示意圖。(b)、(c)為電為電 路符號。路符號。 2021年

23、6月24日星期四第四章42 2021年6月24日星期四第四章43 2021年6月24日星期四第四章44 v2.工作原理工作原理(如圖如圖4.3.2所示所示) va.vGS=0時，無導(dǎo)電溝道時，無導(dǎo)電溝道(如圖如圖4.3.2a)。 vb.vGSVT時，在絕緣層下方將時，在絕緣層下方將感應(yīng)出感應(yīng)出N型型 導(dǎo)電溝道導(dǎo)電溝道(如圖如圖4.3.2b) 。 vVT：開啟電壓：開啟電壓-在漏源電壓作用下，開始導(dǎo)在漏源電壓作用下，開始導(dǎo) 電時的柵源電壓。電時的柵源電壓。 vc.當(dāng)當(dāng)絕緣層下方絕緣層下方感應(yīng)出感應(yīng)出N型導(dǎo)電溝道后，型導(dǎo)電溝道后， 在漏源之間加一正向電壓，當(dāng)在漏源之間加一正向電壓，當(dāng)vDS較小時，

24、較小時， iD隨著隨著vDS的增大而迅速增大的增大而迅速增大(如圖如圖4.3.2c) 。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)39 2021年6月24日星期四第四章45 2021年6月24日星期四第四章46 2021年6月24日星期四第四章47 2021年6月24日星期四第四章48 2021年6月24日星期四第四章49 vd.當(dāng)當(dāng)vDS較大時，近漏端導(dǎo)電溝道將出現(xiàn)夾較大時，近漏端導(dǎo)電溝道將出現(xiàn)夾 斷現(xiàn)象，斷現(xiàn)象，iD趨于飽和。趨于飽和。 v3.特性曲線，如特性曲線，如圖圖4.3.3所示。所示。 v4.參數(shù)參數(shù)(自學(xué)自學(xué)) v5.特點：特點：當(dāng)當(dāng)vGS0時，沒有導(dǎo)電溝道，只時，沒有導(dǎo)電溝道，只 有當(dāng)有當(dāng)vGS 0且且vGS V

25、T(開啟電壓開啟電壓)時，才有導(dǎo)時，才有導(dǎo) 電溝道出現(xiàn)，而且隨著電溝道出現(xiàn)，而且隨著vGS 的的增大，導(dǎo)電溝增大，導(dǎo)電溝 道變寬。道變寬。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)41 2021年6月24日星期四第四章50 2021年6月24日星期四第四章51 4.3.2N溝道耗盡型溝道耗盡型MOSFET vN溝道耗盡型溝道耗盡型MOSFET與與N溝道增強型溝道增強型 MOSFET的的區(qū)別區(qū)別在于在二氧化硅層中摻有在于在二氧化硅層中摻有 大量的正離子，即使在大量的正離子，即使在vGS0時，源漏之時，源漏之 間舊存在著導(dǎo)電溝道。如間舊存在著導(dǎo)電溝道。如圖圖4.3.4所示。所示。 v4.3.3各種各種FET的特性比較及使用注意事的特

26、性比較及使用注意事 項項(自學(xué)自學(xué)) 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)43 2021年6月24日星期四第四章52 2021年6月24日星期四第四章53 4.4FET放大電路放大電路 v4.4.1 FET的直流偏置電路及靜態(tài)分析的直流偏置電路及靜態(tài)分析 v1直流偏置電路直流偏置電路 vFET與與BJT放大電路比較放大電路比較 v（1）相同點：都要建立合適的）相同點：都要建立合適的Q點。點。 v（2）不同點：）不同點：FET是電壓控制器件，是電壓控制器件，BJT是是 流控器件。因此它需要有合適的柵極電壓。流控器件。因此它需要有合適的柵極電壓。 2021年6月24日星期四第四章54 v通常通常FET放大電路的偏置形式有兩種?，F(xiàn)

27、以放大電路的偏置形式有兩種?，F(xiàn)以 N溝道耗盡型溝道耗盡型JFET為例說明如下：為例說明如下： v(1)自偏壓電路自偏壓電路 v如如圖圖4.4.1a所示，和所示，和BJT的射極偏置電路相似，的射極偏置電路相似， 通常在源極接入源極電阻通常在源極接入源極電阻R，就可組成自偏，就可組成自偏 壓電路。壓電路。 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)46 2021年6月24日星期四第四章55 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)61 2021年6月24日星期四第四章56 v考慮到耗盡型考慮到耗盡型FET即使在即使在vGS0時，也有漏時，也有漏 源電流流過源電流流過R，而柵極是經(jīng)電阻，而柵極是經(jīng)電阻Rg接地的，接地的， 所以在靜態(tài)時柵源之間將有負柵壓所以在靜態(tài)時柵源之間

28、將有負柵壓vGS IDR。圖中電容。圖中電容C對對R起旁路作用，稱為源極起旁路作用，稱為源極 旁路電容。旁路電容。 v增強型增強型FET只有柵源電壓先達到某個開啟電只有柵源電壓先達到某個開啟電 壓壓VT時才有漏極電流時才有漏極電流ID，因此這類管子不能，因此這類管子不能 用于圖用于圖4.4.1a所示自偏壓電路。所示自偏壓電路。 2021年6月24日星期四第四章57 v(2)分壓器式自偏壓電路分壓器式自偏壓電路 v雖然自偏壓電路比較簡單，但當(dāng)靜態(tài)工作雖然自偏壓電路比較簡單，但當(dāng)靜態(tài)工作 點決定后，點決定后，VGS和和ID就確定了，因而就確定了，因而R選擇選擇 的范圍很小。分壓器式自偏壓電路是在圖

29、的范圍很小。分壓器式自偏壓電路是在圖 4.4.1a的基礎(chǔ)上加接分壓電阻后組成的，如的基礎(chǔ)上加接分壓電阻后組成的，如 圖圖4.4.1b所示。所示。 2021年6月24日星期四第四章58 2021年6月24日星期四第四章59 v漏極電源漏極電源VDD經(jīng)分壓電阻經(jīng)分壓電阻Rg1和和Rg2分壓后，通分壓后，通 過過Rg3供給柵極電壓供給柵極電壓VGRg2VDD/(Rgl+Rg2)， 同時漏極電流在源極電阻同時漏極電流在源極電阻R上也產(chǎn)生壓降上也產(chǎn)生壓降Vs IDR，因此，靜態(tài)時加在，因此，靜態(tài)時加在FET上的柵源電壓為上的柵源電壓為: )( DD g2g1 g2 D DDD g2g1 g2 SGGS

30、V RR R RI RIV RR R VVV 2021年6月24日星期四第四章60 v這種偏壓電路的另一特點是這種偏壓電路的另一特點是適用于增強型適用于增強型 管電路管電路。 v2靜態(tài)工作點的確定靜態(tài)工作點的確定 v對對FET放大電路的靜態(tài)分析可以采用圖解放大電路的靜態(tài)分析可以采用圖解 法或用公式計算，圖解的原理和法或用公式計算，圖解的原理和BJT相似。相似。 下面討論用公式進行計算以確定下面討論用公式進行計算以確定Q點。由式點。由式 (4.1.2)有：有： 2021年6月24日星期四第四章61 分析圖分析圖4.4.1a和和b電路電路有：有： 2 1)( P GS DSSD V v Ii ).

31、( )( ).( DD g2g1 g2 Dgs Dgs 244 144 V RR R Riv Riv 2021年6月24日星期四第四章62 v故確定故確定Q點時：點時： v對圖對圖4.4.1a，可聯(lián)立求解式，可聯(lián)立求解式(4.1.2)和式和式 (4.4.1)； v對圖對圖4.4.1b，可聯(lián)立求解式，可聯(lián)立求解式(4.1.2)和式和式 (4.4.2)。 2021年6月24日星期四第四章63 v例例4.4.1 電路參數(shù)如圖電路參數(shù)如圖4.4.1b所示，所示， Rg1=2M，Rg2=47k， Rdd30k， R=2k，VDD=18V，F(xiàn)ET的的Vp=一一1V， IDSS0.5mA，試確定，試確定Q點

32、。點。 v解：根據(jù)式解：根據(jù)式(4.1.2)和式和式(4.4.2)有有 2021年6月24日星期四第四章64 V. )(mA. V )( )(mA. Dgs gsD Dgs gs D iv vi iv v i 240 150 2 472000 1847 1 150 2 2 或 2021年6月24日星期四第四章65 v將上式中將上式中vGS的表達式代人的表達式代人iD的表達式，得的表達式，得 iD 0.5mA(1+0.42 iD )2 v解出解出iD =(0.95土土0.64)mA，而，而IDSS=0.5mA， iD 不應(yīng)大于不應(yīng)大于IDSS，所以，所以 iD IDQ0.31mA， vGS VG

33、SQ0.42iD一一0.22V， vDSVDSQ=VDD一一ID(Rd十十R) 8.1V。 2021年6月24日星期四第四章66 v如果管子的輸出特性和電路參數(shù)已知，則如果管子的輸出特性和電路參數(shù)已知，則 可用圖解法進行分析?？捎脠D解法進行分析。 v4.4.2 FET4.4.2 FET放大電路的小信號模型分析法放大電路的小信號模型分析法 v當(dāng)輸人信號很小，當(dāng)輸人信號很小，F(xiàn)ETFET工作在線性放大區(qū)工作在線性放大區(qū)( (即即 輸出特性中的恒流區(qū)輸出特性中的恒流區(qū)) )時，可用小信號模型來時，可用小信號模型來 分析。分析。 2021年6月24日星期四第四章67 v1 1FET的小信號模型的小信號

34、模型 v在在4.1節(jié)已討論了節(jié)已討論了FET的互導(dǎo)的互導(dǎo)gm和輸出電阻和輸出電阻rd。 FET還可用第三個小信號參數(shù)還可用第三個小信號參數(shù)來描述，來描述，稱稱 為電壓放大系數(shù)，它和為電壓放大系數(shù)，它和gm 、 rd 有如下關(guān)系：有如下關(guān)系： gm rd (4.4.3) 2021年6月24日星期四第四章68 據(jù)此和據(jù)此和gm、rd的定義的定義 見式見式( (4.1.3) )和和 ( (4.1.5)，可導(dǎo)出，可導(dǎo)出 v是一個無量綱的數(shù)，同樣可在特性曲線上是一個無量綱的數(shù)，同樣可在特性曲線上 求出。求出。 ).( D DD gs d GS DS GS DS 444 I s II v v v v v

35、v 2021年6月24日星期四第四章69 v如果用如果用 gm 表示電壓表示電壓 控制的電流源，用控制的電流源，用 rd表示電流源電阻，則作為雙口有源器件的表示電流源電阻，則作為雙口有源器件的 FET(圖圖4.4.2a)，也可導(dǎo)出其小信號模型，如，也可導(dǎo)出其小信號模型，如 圖圖4.4.2b所示。所示。 v圖中，輸入電阻圖中，輸入電阻rgs，是柵源間的電阻，由于，是柵源間的電阻，由于 FET為電壓控制器件，其值極大。為電壓控制器件，其值極大。 gsV gsV 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)71 2021年6月24日星期四第四章70 2021年6月24日星期四第四章71 v當(dāng)當(dāng)FETFET用在高頻或脈沖電路時，極間電容用在

36、高頻或脈沖電路時，極間電容 的影響不能忽略，這時的影響不能忽略，這時FETFET需用高頻模型需用高頻模型( (圖圖 4.4.2c)c)來表示。來表示。 2021年6月24日星期四第四章72 2021年6月24日星期四第四章73 2 2應(yīng)用小信號模型法分析應(yīng)用小信號模型法分析FETFET放大電路放大電路 v如圖如圖4.4.3a a所示，為所示，為FET共源放大電路。分析共源放大電路。分析 步驟和步驟和BJT電路相同。電路相同。 v圖圖4.4.3b b為圖為圖4.4.3a a所示電路的中頻小信號模所示電路的中頻小信號模 型，圖中型，圖中rd通常在幾百千歐的數(shù)量級，一般通常在幾百千歐的數(shù)量級，一般

37、負載電阻比負載電阻比rd小很多，故此時可以認(rèn)為小很多，故此時可以認(rèn)為rd開路。開路。 2021年6月24日星期四第四章74 (1)(1)中頻電壓增益中頻電壓增益 ).( )( i o )( m dm m d gs m o m gsgs m gsi 544 1 1 Rg Rg Rg RgRg V V A VV VVVV V 2021年6月24日星期四第四章75 v式式(4.4.5)中的負號表示中的負號表示 反相，共源反相，共源 電路屬倒相電壓放大電路。電路屬倒相電壓放大電路。 v (2)輸入電阻輸入電阻 Ri=rgs /Rg3+(Rg1/ Rg2 ) 通常通常 rgs Rg3+(Rg1/ Rg2

38、 ) 故故 Ri Rg3+(Rg1/ Rg2) (4.4.6) ioVV 與 2021年6月24日星期四第四章76 v(3)輸出電阻輸出電阻 RoRd (4.4.7) 例例4.4.2 典型的共漏電路典型的共漏電路源極輸出源極輸出 器如圖器如圖4.4.4a所示，試求其中頻電壓增益所示，試求其中頻電壓增益Avm、 輸入電阻輸入電阻Ri和輸出電阻和輸出電阻Ro 。 v 解：圖解：圖4.4.4a的中頻小信號等效電路如圖的中頻小信號等效電路如圖 4.4.4b所示。所示。 v (1)中頻電壓增益中頻電壓增益 轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)79 2021年6月24日星期四第四章77 2021年6月24日星期四第四章78 2021年6月24日星期四第四章79 由圖由圖4.4.4b b可知可知 ).( )/( )/( )/)( )/( Lm Lm i o m L oi m o oigs L gs m o 844 1 由此得： RRg RRg RRg RRg V