運(yùn)用 ADS 對(duì)全功率匹配 Doherty 功率放大器的設(shè)計(jì)

1、運(yùn)用ADS對(duì)全功率匹配Doherty 功率放大器的設(shè)計(jì)周海濤，敬小東, 羊愷（電子科技大學(xué) 空天科學(xué)技術(shù)研究院 四川 成都 610054）【摘要】 該論文介紹了一個(gè)移動(dòng)通信中運(yùn)用的高功率Doherty 放大器的ADS仿真過(guò)程，同時(shí)通過(guò)加入對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionlines）的負(fù)載牽引，從而改善傳統(tǒng)的Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)。本文中使用的功率放大器是飛思卡爾的MRF6S21050，該芯片工作頻率范圍為2110Mhz2170Mhz,28Vdc,50WattsCW 輸出功率。通過(guò)該芯片，設(shè)計(jì)平衡Doherty功率放大器，實(shí)現(xiàn)6dB的功率回退效率為52%，P1dB為49d

2、Bm。關(guān)鍵詞：Doherty功率放大器，負(fù)載牽引，功率回退，高效率，對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionline）1引言在現(xiàn)代數(shù)字通信中，常常要求一定的峰均比（PAR），這樣就會(huì)使得功率放大器的效率大大惡化。而采用Doherty技術(shù)的功率放大器能夠有效地改善放大器在回退后的效率，并且其電路結(jié)構(gòu)比EER（Envelope Elimination and Restoration）和LINC（Linear amplification using Nonlinear Components）更加簡(jiǎn)單和易實(shí)現(xiàn)。傳統(tǒng)的Doherty放大器提出了用一段1/4阻抗變換線(xiàn)連接載波放大器和峰值放大器，從

3、而改善功率放大器的效率。12 但是，傳統(tǒng)的Doherty并不能夠同時(shí)達(dá)到在高功率和低功率狀態(tài)下的匹配。因此，本文將介紹一種負(fù)載阻抗匹配的匹配方法3，使得Doherty功率放大器在高功率和低功率狀態(tài)下都能夠很好的匹配負(fù)載阻抗。在后面章節(jié)中，將詳細(xì)地介紹負(fù)載牽引的理論和運(yùn)用ADS對(duì)Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)過(guò)程。2Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)理論2.1 Doherty功率放大器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，傳統(tǒng)Doherty功率放大器電路結(jié)構(gòu)是貝爾實(shí)驗(yàn)室的W.H.Doherty于1936年研發(fā)出來(lái)的。它包括兩個(gè)放大器：載波放大器（Carrier Amplifier）和峰值放大器（Peaking Am

4、plifier）。兩個(gè)放大器并聯(lián)，載波放大器后串聯(lián)的/4微帶線(xiàn)主要起阻抗變換作用，峰值放大器前的/4微帶線(xiàn)主要是起相位平衡的作用。12圖1 傳統(tǒng)雙級(jí)Doherty功率放大器原理圖2.2 有源負(fù)載牽引Doherty電路中，當(dāng)載波放大器接近飽和狀態(tài)時(shí)峰值放大器輸出電流，從而減小載波放大器的輸出阻抗，以此使得載波放大器在飽和時(shí)輸出更大的電流。如圖2（a）所示，得到兩個(gè)放大器的負(fù)載阻抗的公式（2.1）（2.2）。圖2（b）為基頻電流隨輸入電壓變化圖，圖2（c）放大器負(fù)載阻抗隨輸入電壓變化圖。ZT,0vinVin,maxZL2ZTZC=,Vin,maxvinVin,max（2.1）IP1+ZLIC,0v

5、inVin,max2ICZP=（2.2）ZL(1+),Vin,maxvinVin,maxIPIC(a)7ZoI6ZoLoad Impedance( )5Zo4Zo3Zo2ZoZoFundamental CurentInput Voltage AmplitudexInput Voltage Amplitude(b) (c)圖2 Doherty功放電流和負(fù)載牽引圖2.3 功放的單管仿真首先，需要使用ADS中提供的LoadPull和SourcePull仿真功能對(duì)功放管進(jìn)行負(fù)載牽引仿真,從而得到該功放管在Smith圓圖上的最佳效率點(diǎn)（PAE）和最佳功率傳輸點(diǎn)（Pdel）。根據(jù)這兩個(gè)點(diǎn)和功放指標(biāo)的折中選

6、擇最佳Source和Load匹配點(diǎn)，從而進(jìn)行單管仿真。如圖3(a)(b)為對(duì)功放管MRF6S21050進(jìn)行的LoadPull和SourcePull仿真的結(jié)果。其中LoadPull阻抗是6.965j*8.835，SourcePull阻抗是21.57j*15.966。(a)(b)圖3單管LoadPull和SourcePull的結(jié)果然后，根據(jù)這兩個(gè)阻抗進(jìn)行單管的功率放大器的共軛匹配,得到單管電路和仿真結(jié)果如圖4(a)為單管仿真，(b)為單管仿真的功率傳輸增益和效率的結(jié)果所示。I_ProbeI_ProbeHB1Freq1=RFfreqOrder1=7UseKrylov=noSweepVar=RFpow

7、erSweepPlan=CoarseCoarseStart=5 Stop=25 Step=2 Lin=UseSweepPlan=yesSweepPlan=FineReverse=noFineZload=50Vhigh=28 VStart=26 Stop=45 Step=0.5 Lin=Vlow=2.72 VUseSweepPlan=SweepPlan=Reverse=no(a)indep(m4)=47.228Transducer Power Gain, dBFund. Output Power, dBmGain Compressionbetween markers, dBPAE, %Fund.

8、 Output Power, dBm945.1 mOutput Powerat Marker m2, dBm(b)圖4功放單管仿真電路和結(jié)果2.4 載波放大器和峰值放大器的全功率匹配設(shè)計(jì)1載波放大器全功率匹配如圖1所示，在低功率狀態(tài)下（0VinVin,max/2），載波放大器的輸出阻抗R1=2*R0，而單管功放是在R0情況下進(jìn)行匹配。所以，需要分別加入一段阻抗為R0的對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionlines），使得在低功率狀態(tài)下，也可以達(dá)到較好的匹配效果。(a)(b)圖5載波放大器負(fù)載阻抗?fàn)恳缟蠄D5所示，(a)為低功率狀態(tài)下(R1=2*R0)，LoadPull結(jié)果。如圖(b

9、)所示，當(dāng)加入一段對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionlines）后，隨傳輸線(xiàn)的長(zhǎng)度變化會(huì)形成一個(gè)以R1=R0時(shí)的輸出阻抗為圓心、VSWR=2的駐波圓，所以可以得到Lmain_offset_line=21mm。2峰值放大器全功率匹配 如圖6(a)所示，傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)Doherty功率放大器的峰值放大器在低功率狀態(tài)下的輸出阻抗在低阻抗區(qū)，這將使得載波放大器的輸出電流不能全部經(jīng)過(guò)負(fù)載。所以，也需要加入對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionlines）Lpeaking_offset_line=17.85mm使得在低功率狀態(tài)下，峰值放大器的輸出阻抗可以從低阻區(qū)到高阻區(qū)，如圖6(b)所示

10、。m1freq=2.142GHzS(2,2)=0.802 / 151.631impedance = Z0 * (0.117 + j0.249S(2,2)freq=2.142GHzS(2,2)=0.796 / -0.563S(2,2)freq (2.110GHz to 2.170GHz)freq(2.110GHzto2.170GHz)(a)(b)圖6峰值放大器負(fù)載牽引圖經(jīng)過(guò)載波放大器和峰值放大器的負(fù)載牽引后，Doherty功率放大器可以達(dá)到全功率匹配的效果。2.5 Doherty放大器的仿真設(shè)計(jì)根據(jù)以上仿真結(jié)果，可以得到等功分Doherty功率放大器如圖7(a)所示，該Doherty功率放大器選

11、用P1dB為50W的MRF6S21050。采用90o混合耦合器來(lái)獲得峰值放大器的90o相移和1：1的等功率分配。加入四段對(duì)消傳輸線(xiàn)（offsettransmissionlines），除了2.4中提到的兩段用于負(fù)載牽引，另外的兩段用于平衡兩路信號(hào)的相位。最后，T型節(jié)用于功率合成和載波放大器的90o相移。I_ProbeI_ProbeMur=1Cond=5.8E+7Hu=3.9e+034 milT=0.015 mmTanD=0.003Rough=0 milHB1Freq1=RFfreqOrder1=9UseKrylov=noSweepVar=RFpowerSweepPlan=CoarseCoarse

12、Start=5 Stop=25 Step=2 Lin=UseSweepPlan=yesSweepPlan=FineReverse=noFineStart=26 Stop=40 Step=0.5 Lin=UseSweepPlan=SweepPlan=Reverse=no(a)indep(m6)=44.266Transducer Power Gain, dBFund. Output Power, dBmGain Compressionbetween markers, dBPAE, %Fund. Output Power, dBmOutput Powerat Marker m2, dBm(b)圖7D

13、oherty功率放大器電路圖和仿真結(jié)果如圖7(b)為兩級(jí)等分Doherty功率放大器的傳輸功率增益和效率的仿真結(jié)果。傳輸功率增益從可以得出該放大器功率增益在15dB左右，其P1dB點(diǎn)在49dBm,3dB壓縮點(diǎn)達(dá)到50dBm。從效率圖上，可以明顯看出在功率回退6dB的效率達(dá)到52%遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)的AB類(lèi)放大器，這充分地體現(xiàn)出了Doherty放大器的優(yōu)點(diǎn)。3結(jié)論從以上步驟可以得到一個(gè)全功率匹配Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)和仿真過(guò)程?？梢钥闯觯珼oherty功率放大器在功率6dB回退點(diǎn)上可以得到高效率的特點(diǎn)，非常有利于運(yùn)用于現(xiàn)代不同峰均比（PAR）移動(dòng)通信系統(tǒng)中。并且，根據(jù)通信系統(tǒng)不同的峰均比的要求，

14、還可以采用非等分，非對(duì)稱(chēng)以及多路Doherty功率放大器等方式來(lái)實(shí)現(xiàn)不同dB的功率回退。比如，功分比為1：2功率回退9.5dB；功分比為1：3功率回退12dB；功分比為1：3：4功率回退6dB和12dB。45參考文獻(xiàn)1W.H.Doherty,“ANewHighEfficiencyPowerAmplifierforModulatedWaves,”P(pán)roc.IRE,Vol.24,No.9,pp.11631182,Sep.1936.2FrederickH.Raab,“EfficiencyofDohertyRFPowerAmplifierSystems,”IEEETrans.Broadcasting,

15、Vol.BC33,No.3,pp.7783,Sep.1987.3Y.Yang,J.Yi,Y.Y.WooandB.Kim,“OptimumdesignforlinearityandefficiencyofmicrowaveDohertyamplifierusinganewloadmatchingtechnique,”Microw.J.,vol.12,no.4,pp.2036,Dec.2001.4M.Iwamoto,A.Williams,P.Chen,A.G.Metzger,L.E.Larson,andP.M.Asbeck,“AnextendedDohertyamplifierwithhighefficienyoverawidepowerrange,”IEEETrans.Microw.TheoryTech.,vol.49,no.12,pp.24722479,Dec.2001.5 Y.Yang,J.Cha,B.Shin,andB.Kim,“AfullymatchednwayDohertyamplifierwithoptimizedl