[通信電子]4G OFDM系統的仿真及其誤碼率性能分析

1、1 4g ofdm系統的仿真及其誤碼率性能分析摘要：本文主要研究分析了ofdm系統的誤碼率性能，并在此基礎上進行系統仿真。并通過信噪比，多普勒效應和保護間隔測量并計算誤碼率。在仿真過程中，使用bpsk、qpsk和16psk調制技術，信道采用高斯白噪聲信道。ofdm信號加入信噪比，多普勒效應和保護間隔的效果能改善系統性能。索引詞：高斯白噪聲、誤碼率（ber）、多普勒效應、保護間隔、ofdm系統、信噪比（snr）1. 簡介下一代移動通信系統的目標是要像聲音信號那樣做到高速數據、圖像及多媒體無線通信等通信服務的無縫接合。而能夠應付這種挑戰(zhàn)的便是4g ofdm系統。雖然ofdm調制原理早在1960年就

2、已經存在，但在最近幾年才在商用的高速通信系統中作為關鍵調制技術嶄露頭角。其最主要原因在于它能方便得實現高速數據傳輸率，并有效抑制離散信道的符號間干擾。所以，ofdm調制被廣泛應用于有線和無線通信系統，例如歐洲的數字音頻、視頻廣播，還有局域網等。本文第二章是ofdm系統的文獻綜述，第三章講述了ofdm系統的數字工具和技術。第四章設計了ofdm系統并在第五章給出仿真結果，最后，第六章作為結論。ofdm技術是由多載波調制發(fā)送技術發(fā)展而來的。多載波傳輸mcm把發(fā)送比特流分解成若干具有低比特率的并行子比特流，然后用這樣低比特率形成的低速率的多狀態(tài)符號再去調制相應載波。第一個使用mcm技術的是50年代末6

3、0年代初的高頻軍用系統，例如：kineplex, andeft和kathryn系統。ofdm是一種特殊的mcm技術，具有大規(guī)模子載波和可重疊頻譜的特點，于1966年在bell實驗室由chang提出發(fā)表并獲得專利。ofdm徹底拋棄了采用帶通濾波器將各個子載波頻譜完全分離的方式，而前者被廣泛應用于頻分多址（fdma）。而作為替代的，ofdm采用各子載波保持互相正交的方式以保證時域波形上載波頻譜能夠有部分重疊。其中發(fā)送數據流的正交可通過傅里葉變換（或者快速傅里葉變換fft）得到。由于ofdm的各個子載波之間相互正交，可采用fft實現這種調制，但在實際應用中，實時傅里葉變換設備的復雜度、發(fā)射機和接收機

4、振蕩器的穩(wěn)定性以及射頻放大器的線性要求等因素都成為ofdm技術實現的制約條件。所以ofdm技術一經問世并沒有馬上得到廣泛應用。如今，隨著諸多技術問題的解決，自上世紀90年代起，ofdm技術由于其在衰落信道中的抗衰落的優(yōu)勢得到了多方的興趣與關注。2. ofdm系統的數學化工具與技術ofdm是一種特殊的多載波傳輸方案。它可以被看作是一種調制技術，也可以被當作一種多路復用技術，多路復用與ofdm的不同在于前者的發(fā)送信號來自不同信源，而后者的發(fā)送信號來自同一信源并且由此信號分成若干子信號。mcm的基本思想是把單個數據流串變換為n路速率較低的子數據流串，而ofdm的主要思想是在頻域內將所給信道分成若干個

5、正交子信道，將待傳的數據分到各個子信道并行傳輸，然后分別進行調制和解調。1971年weinstein和 erbet提出了利用傅里葉變換調制多載波信號，并用傅里葉反變換進行相干解調。下文將給出數學推導證明幅角的有效性。假設一數據串（d0，d1，dn-1），每個數據符dn是一個復數：d=an+jbn。對向量做傅里葉變換得到n個復數向量s=（s0，s1，sn-1），有t是區(qū)間內的任意值。則s的實部有：如果這部分以時間間隔t通過低通濾波器，則可得到近似的頻分復用信號：由于只有調試數據的實部才會被發(fā)送，故以兩倍采樣頻率做傅里葉變換來恢復對調制數據，即得到傅里葉變換的結果為：則可以提取出原始數據al和bl

6、的實部和虛部zl（除l=0的情況以外）。由于并聯輸入的正弦部分是有時限的，功率頻譜為 sin f/ f2 ,即只要選擇正確的采樣間距，則其余部分互不干擾。因此ofdm符號的正交性能有效對抗碼間干擾。本文另外還提出了簡單的均衡方案并研究了線性信道的失真影響。3. ofdm系統的設計為實現仿真，使用matlab建立圖1中的鏈路。本文基于此系統模型。此模型實現了ofdm系統的基本特性。matlab環(huán)境下能幫助實現這一目的。a. 算法以下是實現系統仿真的概述與基本原理：1. 生成一組長度可分的二進制數據2. 采用bpsk技術調制信號，通過語句：outmsg1得到3. 使用matlab模塊“reshap

7、es”進行串/ 并轉換4. 進行傅里葉反變換5. 加入延時循環(huán)。根據輸入參數的保護長度定義此延時長度。6. 進行并/ 串轉換，準備信號傳輸。7. 通過帶有高斯白噪聲的瑞利多徑衰落信道，同時進行信道估算。8. 進行串/ 并轉換。9. 消除保護循環(huán)前綴10. 根據得到的信道估值，對接收信號均衡化。11. 使用傅里葉變換恢復信號。12. 進行并/ 串轉換13. 對bpsk編碼符號解調，判決域為：demond =2(實部（rxmsg）=0) 14. 計算系統誤碼率 4. 仿真結果本文仿真了信噪比、多普勒效應以及保護間隔對ofdm信號的影響，并得出了如下的仿真結果：a 信噪比和誤碼率性能的仿真結果首先使

8、用隨機比特發(fā)生器產生一組隨機信號，并使用不同的調制技術調制該信號，例如bpsk、qpsk、16psk技術。使信號通過高斯白噪聲信道，此時解調信號并進行檢錯。本次仿真選擇不同的信噪比值進行研究，此處的信噪比可看作平均信噪比。從圖表中我們可以看到誤碼率隨信噪比變化曲線。仿真使用100個子載波，比特率為100bps。通過仿真結果我們可以看出，采用16psk、qpsk、bpsk調制技術分別可以允許信噪比snr大于28db，snr大于15-17db和snr大于7-10db。其中，16psk調制技術可允許的信噪比大于其余兩個。所以，可以采用16psk調制技術測量和計算誤碼性能。b. 保護間隔和誤碼率性能的

9、仿真結果為分析循環(huán)前綴的效果，取信道最大時延擴展值為5s，循環(huán)前綴的長度分別取1s、4s、20s。多徑仿真采用兩個不同路徑，取最大多普勒時延為1khz。下圖演示了不同的循環(huán)前綴取值下系統性能的相對變化曲線圖。正如預期那樣，當保護循環(huán)前綴的長度小于5s時，ofdm系統信號有符號間干擾，并且誤碼率直線上升，曲線的上升趨勢明顯。當保護長度大于或等于5s時誤碼率很低。當保護長度略低于所需長度，為4s時，誤碼率上升，當保護長度預案低于多徑時延長度僅為1s時，ofdm系統出現了多個符號間干擾，誤碼率也很高。最后，我們可以得出結論：對于bpsk和qpsk調制技術來說，誤碼率隨著保護長度的降低而上升，反之亦然

10、。c. 多普勒效應和誤碼率性能的仿真結果在此項仿真中，我們采用3，5，10等不同的信道估計率。此處2khz是最大多普勒擴展。同樣，還是把信道分成兩個子信道。采用5khz的循環(huán)前綴來保證結果不受符號間干擾。結果如下圖所示。這里我們采用兩種調制技術：bpsk和qpsk。在實際仿真中，最小估算率一般可以從給定的最大多普勒擴展推出。比較這三種符號曲線，我們可以看到：當符號數增加時，誤碼率也在增加，反之亦然。兩種調制技術都可以得出此結論。5. 結論符號間干擾和碼間串擾是ofdm系統中的關鍵問題。而這些問題可以通過添加保護前綴/ 保護間隔解決。在信噪比和誤碼率性能的分析中，可以看出：在相同給定信道環(huán)境下，

11、誤碼率隨信噪比的增加而降低。此時誤碼率為零。我們采用bpsk、qpsk、16psk等調制技術。誤碼率決定于子載波數和信號傳輸時間。bpsk、qpsk、16psk要求的最小信噪比分別為7db、12db和26db。在保護間隔和誤碼率性能的仿真項目中，在相同信道環(huán)境下，若增加保護長度，誤碼率隨之下降。此時誤碼率為零。在 多普勒效應和誤碼率性能的仿真項目中，在相同信道環(huán)境下，若增加符號數，誤碼率也隨之增加。最后，通過對系統仿真的分析，我們可以推出:添加一個最小值為最大多徑時延擴展的循環(huán)前綴就可以有效抵抗符號間干擾。因此，在低速和多普勒擴展的條件下，能產生較低的信道估算率以改善數據吞吐效率。 圖1.系統

12、實現的方框圖圖2. bpsk調制下的信噪比與誤碼率圖3. qpsk調制下的信噪比與誤碼率圖4. 16psk調制下的信噪比與誤碼率圖5. bpsk、qpsk、16psk調制下的信噪比與誤碼率對比圖6. bpsk調制下保護間隔長度為1s的ber性能圖7. bpsk調制下保護間隔長度為4s的ber性能圖8. bpsk調制下保護間隔長度為20s的ber性能圖9. bpsk調制下保護間隔長度為1, 4, 20s的ber性能圖10. qpsk調制下保護間隔長度為1s的ber性能圖11. qpsk調制下保護間隔長度為4s的ber性能圖12. qpsk調制下保護間隔長度為20s的ber性能圖13. qpsk調制下保護間隔長度為1, 4, 20s的ber性能圖14. bpsk調制的3符號估算