自激式開關電源

1、2.5 具有隔離功能的自激式開關電源 前述不隔離的開關電源在使用中形成用電設備與供電電源電路共地，經過輸入整 流供電設備的“地”帶有市電，紿用戶及維護造成潛在危險。同時，由于對CMOS集成電路和數(shù)字處理集成電路的應用日益廣泛，倘若采用此類過壓敏感的器件，是不能與 市電采用同一參考點的。即使是普通設備，隨著功能的擴展，具有多種規(guī)格的音視頻 或數(shù)字信號接口，信號地與市電也必須隔離。通常人們所說的并聯(lián)型開關電源，指開關管和負載電路是并聯(lián)的，目前多用于升 壓型不隔離開關電源中。此處所稱I/O隔離的開關電源，也稱為脈沖變壓器耦合的開關 電源。輸入電源通過開關管控制脈沖變壓器初級線圈的能量存儲，能量釋放則

2、通過脈 沖變壓器次級進行。改變脈沖變壓器的匝數(shù)比，可以得到各種不同的脈沖電壓，整流 濾波后，以直流向負載提供電壓。很明顯，開關電源的輸入和輸出端是通過脈沖變壓 器的磁耦合傳遞能量的，脈沖變壓器繞組之間的絕緣，使初級側與次級側完全隔離， 絕緣電阻和抗電強度均可達到很高。目前所有從市電供電的設備，幾乎全部采用此類 開關電源，取代了多年來使用的工頻變壓器和耗能型穩(wěn)壓器。脈沖變壓器耦合的開關電源按其激勵方式分為自激式和它激式。自激式脈沖變壓 器耦合的開關電源是以開關管為主組成脈沖變換器，將直流電變成脈沖波，通過脈沖 變壓器耦合送往負載電路；它激式則以開關管作為獨立開關，與脈沖變壓器儲能繞組 串聯(lián)接入供

3、電電路，開關管則受獨立的脈沖驅動器輸出的調寬脈沖控制。脈沖變壓器 耦合的開關電源按其向負載提供能量的方式，可分為正激式和反激式。正激式脈沖變 壓器耦合的開關電源是在開關管導通時，向負載提供能量；反激式則為電 磁電轉 換方式，通過脈沖變壓器的 能量存儲，在開關管截止期間向負載提供能量。2.5.1 自激式隔離開關電源的基本電路自激式隔離開關電源的原理電路見圖2-10，其主要功能部分包括：開關管 VT和TC 組成的自激振蕩電路，脈沖寬度調制的控制系統(tǒng)，取樣系統(tǒng)，次級的脈沖整流濾波電 路等。自激式隔離開關電源的基本電路如圖2-11所示。由開關管VT304和脈沖變壓器TC301 構成的間歇振蕩器組成變換

4、器電路。將C308兩端輸入的直流電變換成矩形波，力口在TC301的初級。接通電源后，輸入電壓通過 R302給VT304基極施加不足1 mA的啟動偏置，VT 304 集電極電流由零開始上升。集電極電流的增長，使 T301正反饋繞組端產生上升的感應 脈沖，加到VT 304基極，形成正反饋，使VT 304導通電流進一步增大。在此過程中，C313充電，隨著充電電流逐漸減小，Ib隨之減小，VT304進入Ib 旳C的相對飽和狀態(tài)，迫使集 電極電流回落，造成TC301正反饋繞組端形成脈沖反向，VT304因正反饋作用迅速截止。 在此期間，c313通過v308快速放電，以準備進入下一個振蕩周期。在振蕩過程中，r

5、314不僅限制C313在正反饋脈沖前沿的充電電流，同時還和 C313共同設定振蕩電路的基本脈 沖寬度。圖2-10 自激式隔離開關電源原理電路TCC25民10二二 257 老sat GL-r viv 也J41Z 卞曲圖2-11自激式隔離開關電源的基本電路莎初級地在振蕩過程中，當VT304集電極電流減小，趨向快速截止時，TC301的正反饋繞組 端為負向脈沖，端為正向脈沖，通過二極管V307向C314充電，其極性為左正右負。該 反偏電壓通過VT303的C-E極施加于VT304的B-E極上。當VT304下一個導通周期開始時， 通過改變VT303的集電極電流，可控制 VT304的截止時間。如果VT303

6、集電極電流較大， C314放電電流也較大，則該放電電流形成 VT304的反向偏置，使VT304提前截止。所以， C314和VT303構成對VT 304導通脈沖寬度的控制。在上述振蕩過程中，當VT 304截止時，TC301的感應脈沖和供電電壓串聯(lián)加在 VT 304次級地自激開關* VT脈寬 調制取樣n-C'iii® J集電極，輸入電壓為300 V直流時，其幅度約為520 V。根據(jù)圖示TC301各繞組相位關系 可以看出，TC301初級繞組端和次級繞組端同相位，即 VT304截止時，V320導通，將 次級繞組-的感應脈沖整流，向負載供電。因此可以確認此變換器部分屬反激式電 路。在圖

7、2-11中，C313充電時間設定了 VT304導通的最大脈沖寬度。實際在開關電源中， 所謂開關管的飽和并非指手冊上規(guī)定的其最大集電極飽和電流，而是電容充電時間臨 近結束時，使加到開關管基極正反饋電流減小，開關管達到Ib的狀態(tài)。也就是說，這種飽和是Ib值所限制下的飽和，使開關管lc減小，通過正反饋轉入截止狀態(tài)。在該電 路中，C313、R314的值限制了 VT304導通時間的最大集電極電流，使其不超過規(guī)定值。 在此最大值限定下，開關管有一對應最大導通脈寬，在此脈寬之內受控于C314、 VT303脈寬調制器，以改變輸出電壓。該正反饋電路加入 V308，加快了 C313的放電速度，脈沖 調寬電路使vt

8、304提前截止。c313的快速放電，導致下一個導通周期也提前，致使脈寬變 化的同時頻率也在改變，這是此類開關電源的特點之一。電路中T301繞組-為專設的取樣繞組。當VT304截止時，磁場儲能釋放為感應電 壓，使V306導通，整流電壓經C312濾波形成取樣電壓。R304、只305和只301組成取樣分壓器， 同時也構成C312的放電電阻。VT301為誤差檢出放大器。分壓后，取樣電壓加到 VT301基 極，其發(fā)射極由穩(wěn)壓管VS305提供基準電壓。當開關電源輸出電壓升高時，VT301集電極電流增大使電壓下降，VT 302的基極電壓也下降。與此同時，VT 302集電極電流增大，R310 的壓降使VT30

9、3集電極電流也增大，C314放電電流也隨之增大，VT304提前截止，使輸出 電壓穩(wěn)定。該開關電源未采用特定的輸出過壓及過流保護電路，僅在電路中采取了過壓、過電流的控制電路。輸入電壓的負極，經輸入電流取樣電阻r313接入開關變換電路。當負載電流增大或開關管意外出現(xiàn)導通脈寬增大時，輸入電流會增大，使R313壓降增大，形成負極性的脈沖，經R312、C310加到脈寬調制放大器VT 302的基極，使VT302、VT 301集 電極電流瞬時增大，使VT304瞬間截止，降低開關電路的電流和輸出電壓。但此功能只 是瞬態(tài)電流沖擊的限制，對持續(xù)的過流無效。為了防止取樣、 誤差放大器開路性損壞造成的開關電源失控而形

10、成過壓輸出，電 路中專門設置了穩(wěn)壓管V309。開關電源工作中V301觸點開路或VT301失效、開路，必然 引起VT302、VT303截止，脈寬調制器開路失效，VT304將處于C313、只314設定最大脈寬 的振蕩狀態(tài)，輸出電壓將大幅升高，致使 VT304熱擊穿。加入V309后，可在上述情況下 將VT302基極電壓鉗位于其穩(wěn)壓值，使VT302、VT303有一定導通電流，限制VT304最大脈 寬，輸出電壓的超壓程度可以被限制在 40左右 ,不致造成開關電源大面積損壞。 2.5.2 自激式隔離開關電源穩(wěn)壓性能的改善 自激式隔離開關電源由于自激式的固有特點，改進穩(wěn)壓性能成為主要工作。改進 首先從穩(wěn)壓器

11、正反饋量入手，試圖在輸入電壓或負載電流變化時，將開關管正反饋量 限制在一定范圍內，使低輸入電壓大負載電流時，有正常的正反饋量；當輸入電壓升 高或負載電流減小時，抑制正反饋量的升高，達到擴大穩(wěn)壓性能的目的。最具代表性的電路是正反饋脈沖鉗位電路，這種電路不僅可抑制U in對驅動電流的影響，對負載變動也有補償作用。其局部電路見圖 2-12。其電路原理是：當Uin在下限 范圍內時，調節(jié)R2的阻值，可得到理想的Ib,使VT工作于正常的開關狀態(tài)。隨著Uin的 上升，繞組Nb的感應電勢也呈比例上升，開關管 VT的Ib增大。當Uin升到一定程度時， 繞組Nb感應脈沖經二極管V整流后，使穩(wěn)壓管VS反向擊穿，將正

12、反饋脈沖的峰值鉗位 于0.6 V+Uvs。從此點開始，VT的驅動電流在一定范圍內保持不變，從而避免了 U的升高使VT過飽和。由于此類電路受穩(wěn)壓管最大電流的限制，穩(wěn)壓范圍有限，可控制的Ib范圍較小，因此只適合在30 W以下的小功率開關電源中應用。圖2-12正反饋脈沖鉗位電路局部圖上述電路經改進后，成為恒流驅動電路。其正反饋部分局部圖見圖2-13。電路中設有兩路正反饋支路，第一路是由 Ri、G組成的普通RC正反饋電路，其中 Ri取值較大，Ci取值較小。此正反饋支路作為開關電源輸入電壓為額定值以上時的正反 饋量設定，使輸入電壓上限時，正反饋量增大也不會使開關管進入飽和狀態(tài)。第二路 正反饋支路，是由二

13、極管V和VT2、VS組成的線性穩(wěn)壓器，構成恒流源。當輸入電壓 低到使Nb感應脈沖峰值小于VS穩(wěn)壓值時，VS截止，VT2等效于阻值為R2/(1+ 0的電阻, 與V構成輔助正反饋電路。在低電壓下，兩路正反饋支路為 VT1提供足夠的正反饋量， 維持開關電源正常工作。當輸入電壓升高時，VS產生齊納擊穿，將VT2輸出電流穩(wěn)定于 此點上，即使輸入電壓持續(xù)上升，此路的正反饋電流也維持不變。恒流驅動電路通過 線性穩(wěn)壓方式來穩(wěn)定開關管基極與發(fā)射極的驅動電流，它是目前自激式隔離開關電源 普遍米用的電路。圖2-13恒流驅動電路正反饋部分局部圖為了提高穩(wěn)壓效果，自激式開關電源中又出現(xiàn)了雙路或多路PWM控制系統(tǒng)。雙路脈

14、寬調制的控制思路是，為了擴大脈寬調制器的控制能力，米用兩只脈寬控制管和兩 路獨立的控制電路。因為兩路PWM電路同時出現(xiàn)故障的機會極小，所以不僅提高了控 制能力，可靠性也大為提高。圖2-14為雙路PWM電路的基本電路。其工作原理是：電路接通電源后，Ri向開關管提供啟動偏置，脈沖變壓器TC繞組-輸出脈沖，經G、R2,向VTi提供正反 饋電流，使V完成振蕩和開關過程。VT2和 VT4組成主PWM系統(tǒng)，TC的繞組-構成 專用于取樣的副繞組，其輸出脈沖經 V2整流，C3濾波，得到正比于VTi導通脈寬的整流 電壓。VT4為誤差檢出及放大器，其基極由電阻 R5、R7分壓得到取樣電壓，其發(fā)射極 由R9提供電壓

15、，經VS穩(wěn)定后作為取樣電路基準電壓。由 VTi的B-E極檢出的誤差電壓， 經VT4放大后，形成與誤差電壓成正比的集電極電流。當VTi導通時間過長、Us升高或負載電流減小時，C3上電壓將升高，使VT4集電極電流增大。由于VT4的集電極電流 構成VT2的偏置電流，因此VT?的集電極電流也隨之增大，使VTi基極電流分流增大，Ib 減小，VTi提前進入Ib伐lc的狀態(tài)，1b失去對Ic的控制能力，lc立即下降，V提前截止， 存儲于T繞組-的磁能減小，輸出電壓下降。此部分電路當 Uin變化范圍不大時，可 以維持輸出電壓的穩(wěn)定。圖2-i4 雙路PWM電路的基本電路在雙路PWM控制系統(tǒng)中，為了使開關電源的穩(wěn)壓

16、范圍向輸入電壓下限和負載電流 的上限擴展，電路中TC取樣繞組-與初級繞組-選取較大的匝數(shù)比，目的是使開 關電源的自激振蕩電路在輸入電壓下限和負載電流上限能正常工作。設置如此大的正 反饋量，當輸入電壓升高或負載電流減小時，PWM系統(tǒng)勢必要對正反饋電流有較大的分流能力。若單純靠VT2的分流，VT2需要有極大的動態(tài)范圍，如果VT2動態(tài)范圍不足， 必然進入其截止區(qū)或飽和區(qū)。VT 2脫離線性區(qū)的結果是，開關電源失控。為了減輕VT2的電流，電路中加入第二組PWM控制管VTi和恒流驅動控制管VT3。 該恒流驅動電路與前述不同，為電容鉗位電路，TC正反饋繞組-輸出脈沖，經Vi整流，在R5兩端形成上負下正的整流

17、電壓。由TC各繞組相位關系不難看出，只有開關管 VTi進入截止期時，TC的繞組才為負脈沖。也就是說，Vi的整流電壓正比于TC能量 釋放過程中產生的電壓，即正比于開關電源的輸出電壓。VTi截止期間，Rs上的電壓經V3向C2充電，其充電電壓正比于T繞組-的脈沖電壓幅度和持續(xù)時間。此時 TC繞組 為負脈沖，VT3反偏截止，C2無放電通路。當VTi進入下一個導通周期時，TC繞組 為正脈沖，為負脈沖，Vi、V3都截止，因此C2所充的電壓得以保持。當VTi導通后, 正反饋脈沖經R3、R4分壓使VT3導通，C2經R5、VT3的C-E極對VTi的B-E結放電，構成 VTi正反饋電流的一部分。由于C2容量較大，

18、對瞬間輸入市電電壓降低或負載電流增大 使正反饋電壓的下降不敏感，讓VTi能穩(wěn)定地工作于理想的開關狀態(tài)，開關電源的穩(wěn)壓 性能因此得以向低輸入電壓、突發(fā)負載大電流的方向拓展。電容鉗位型恒流驅動電路只對突發(fā)輸入電壓和負載變動有效。第二組PWM電路由VT5和穩(wěn)壓管VSi組成。VT5和主PWM控制管VT?都并聯(lián)在開關管V的B-E極間，VT5基極由6.8 V穩(wěn)壓管VSi接入TC的正反饋繞組端，在正常狀態(tài) 下端正反饋脈沖峰值低于VSi穩(wěn)壓值，該電路不起作用。如果市電輸入電壓高于開關 電源允許輸入市電電壓的上限，則正反饋脈沖峰值隨之升高，VSi反向擊穿，VT5瞬間導通，使VTi提前截止，以穩(wěn)定輸出電壓。脈寬調

19、制管VT5使輸入市電電壓升高時，通過 壓縮VTi振蕩脈寬使輸出電壓穩(wěn)定，分擔了 VT2的分流作用，提高了開關電源的可靠性。由第二路PWM控制系統(tǒng)工作過程不難看出，VT3的取樣電壓實際上是開關管導通 期的正反饋脈沖，因此該電路在輸入電壓變動時可以有效地穩(wěn)定正反饋量。此類雙路 PWM控制的開關電源，可以將輸出功率近200 W的單端自激式開關電源的輸入市電電 壓穩(wěn)壓范圍擴大近一倍以上，實現(xiàn) 110 V/220 V市電輸入不進行切換的自動適應。2.5.4 自激式隔離開關電源的保護電路 開關電源保護電路的作用：一是保護開關電源本身，盡量減少故障率，或者在 偶然發(fā)生故障時減小其損壞范圍；二是設置輸出過壓保

20、護，避免損壞負載電路。所以， 保護電路按其保護方式，分為故障前保護和故障后保護。過壓、 過流抑制保護，即為 故障前保護。發(fā)生故障后，防止故障范圍擴大，減小損失的硬保護措施，即為故障后 保護。自激式隔離開關電源的保護電路屬故障前保護，常設以下保護電路。1. 軟啟動電路軟啟動電路的特點決定了在開關電源啟動時，開關管振蕩過程中的振蕩脈寬不是 突然進入額定脈寬，而是有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件 的破壞性。以圖2-11的電路為例進行說明。開機瞬間，C312兩端取樣電壓達到額定值需 一定時間，在C312充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低，因而脈寬控制電路減 小對開關管基極的分

21、流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使 開關管在開機瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常 在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖2-11中的Ca。開機后，C312在建立充電電壓的 過程中，VT301基極電流隨Ca充電電流變化，電容Ca充電完畢，充電電流近似為零。由 取樣分壓器控制VT301的導通程度，開關電源進入正常的穩(wěn)壓狀態(tài)。軟啟動電路的延遲 時間一般為100150 ms,由和R305的值設定。2. 過流保護電路 對負載短路過流的保護,一般設在開關電源的輸出電路中,與不隔離式開關電源采用相同的電路。在隔離式開關電源中,還需設置開關管的過流保護電路,其

22、電路組 成見圖 2-15。Rm由V、V2和VS2組成的開關管過流保護電路，接入開關管 VT2的基極。電阻R1為VT2發(fā)射極電 流取樣電阻。當VT2振蕩脈寬過大時，其平均電流增大，Ri上產生的壓降超過1.2 V，即二極管V2與VTi的B-E結的正向壓降，使VTi導通，將VT?基極激勵脈沖 短路，VT2停振而截止。如果這種過流是瞬態(tài)的，當 VT2電流恢復正常時，開關電源可以自動恢復工作；若過流是持續(xù)的，則開關電源保護性停振。 圖2-15開關管過流和輸入過壓保護在該述保護電路中，VTi實際上構成輔助脈寬控制器，受控于 VT2平均導通電流。 V2為隔離二極管，R2是VTi基極分流電阻，以避免VTi損壞

23、。VS?的作用是：當VT2意外 擊穿時，經常使Ri有大電流通過而開路，此時穩(wěn)壓管 VS2被擊穿，一則避免VTi隨VT2 擊穿而損壞，二則避免Ri開路時VT發(fā)射極出現(xiàn)高電壓損壞印刷電路。開關管的過流限制實際上對負載過流也有效，因為不管任何一組負載電流增大， 都將使脈沖變壓器初級等效感抗降低，開關管的導通電流也隨之增大。不過這種保護 是間接的，對電壓精確度要求高的負載端，仍需設置前述過流保護電路。3. 過壓保護電路隔離式開關電源輸出端的過壓保護和不隔離式開關電源的保護方式相同，但在開 關電源的發(fā)展中，大多增設了輸入電壓超壓保護，目的是在開關電源輸入電壓超高時， 使開關電源停止工作，以避免因開關管擊

24、穿而引起開關電源大面積損壞。輸入過壓保 護電路常和開關管過流保護電路共用控制電路，見圖2-i5。電阻R3、 R4對開關電源輸入電壓分壓取樣，當輸入電壓超過規(guī)定穩(wěn)壓器上限輸入電壓時，穩(wěn)壓管VSi反向擊穿,R4兩端電壓經Vi加到控制管VTi的基極，使VTi飽和導通，開關管停振。其輸入過壓保 護原理是：在開關電源振蕩過程中，當開關管截止時，集電極加有Uin和T30i初級繞組 感應電壓U|兩種電壓之和，即使正常工作的開關電源，開關管由導通進入截止狀態(tài)時， 脈沖變壓器初級繞組感應電壓Ul也近似等于或大于輸入電壓Uin。因此，開關管集電極實際耐受的反壓應大于Uin的兩倍，才能正常工作。當輸入電壓升高時，開

25、關管集電極反壓成倍升高，有時甚至超過其Uce。而擊穿。此時若開關電源停振，則此反壓 只等于輸入電壓，可以避免被擊穿。2.8彩色電視機開關電源以典型的T3877N為例說明彩色電視機開關電源工作原理，其工作原理框圖如圖 2-19所示，電路原理圖如圖2-20所一圖示。11圖2-20T3877N電路原理圖2.8.1啟動與自激振蕩圖2-19T3877N工作原理框C401濾波后得啟動與自激振蕩電路如圖2-21所示。合上電源開關，經VC401整流、到約+300 V的直流電壓，此時V402的腳輸出低電平(0 V)，通過接插件XS201的腳、 R235加到VT450的基極，使VT450截止，光電耦合器V401內

26、的發(fā)光二極管及光電三極管均截 止。+300 V電壓經啟動電阻R404、 R405給開關管VT401提供啟動電流，VT401的集電極電 流增大，開關變壓器T401的初級感應出上正下負的感應電壓，正反饋繞組L2上感應出下正上負的電壓，此電壓經407/ C410、R406、R417 II C462加到開關管VT401的基極，使VT 401 迅速飽和，完成開關電源的啟動過程。(1) VT401維持飽和的過程：在開關管VT401飽和期間，其集電極電流不斷增大，因 而在開關變壓器初級繞組L1上產生的感應電壓極性不變，L2上感應電壓的極性也不變， 依靠L2上的感應電壓維持著開關管VT401的飽和導通(2)

27、VT401由飽和轉為截止的過程：當開關管 VT401集電極電流增大到一定程度時， 開關變壓器T401的磁心飽和，磁通增大變慢甚至不變，開關變壓器正反饋繞組的感應電 壓減小，使開關管VT401的基極電流減小，開關管退出飽和狀態(tài)并進入放大狀態(tài)。隨之,集電極電流隨基極電流的減小而減小，開關變壓器的初級繞組Li的感應電壓極性反相，L2的感應電壓變成上正下負，經C465、R405、R417/C462、R406、C410,給開關管VT401 的基極提供負電壓，使開關管很快進入截止狀態(tài)。在開關管截止期間，開關變壓器次 級各繞組的感應電壓經整流、濾波給負載提供+135 V、+25.6 V、 +28 V、+28

28、 V四路電壓。(3) VT401由截止重新轉為飽和的過程：L2上的感應電壓在開關管VT401截止期間給 C465充電，在C465上建立的電壓為下正上負，其負電壓端加在開關管的基極，維持開關 管截止，如圖2-21所示。同時+300 V電壓經R404給C465充電，使C465上的負壓減小，然后 使C465上的電壓逐步變成上正下負，當此電壓上升到一定程度時，VT401又將由截止轉為 導通。VT401截止時間的長短與開關管VT401集電極的振蕩周期有關。圖2-21啟動與自激振蕩電路+300 VQVSm>252.8.2穩(wěn)壓原理如圖2-22所示，穩(wěn)壓控制電路由取樣、放大、控制等電路組成。電路中R48

29、6、R485、RP401構成取樣電路對+B取樣，VS484、VS489為取樣電路提供基準電壓。VT489、志7及 V410內的發(fā)光二極管構成誤差放大電路。V410內的光電三極管、VT 402、VT 403構成控制電路，控制開關管VT401的基極電流，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的?？刂七^程如下： + B上升，VT 489的基極電壓隨之上升，V410內發(fā)光二極管的電流增大，V410內光電三極管電流增大，VT402的集電極電流增大，VT403的基極電流和集電極電流也增大，對開關管 VT401基極電流的分流增大，VT401飽和時間縮短，+B下降，反之亦然。圖2-22穩(wěn)壓控制電路因而能實現(xiàn)互補，保證開關電

30、源的溫漂很小。RP401為開關電源輸出電壓微調電位器， 可 調范圍為輸出電壓的士 10%。2.8.3遙控開關電視機正常工作時，微處理器的電源控制腳輸出低電平(0 V)控制信號，使VT450截止。遙控關機時，微處理器電源控制端輸出高電平，VT450飽和導通，這時V401內的發(fā)光二極管電流增大，V401內光電三極管飽和，VT406飽和，將開關管VT401基極對地短 路，開關管截止。同時，微處理器的關機高電平經過備6、 R439使 VT411飽和，VT48 9的發(fā)射極電位降低，VT 489飽和，V401內光電三極管飽和，VT 406的集電極電流增大，也對開 關管VT401基極分流，使電源開關管VT401截止，實現(xiàn)遙控關機。遙控開關等效電路如圖 2-23所示。圖2-23遙控開關等效電路284 +B過壓保護當負載開路時，開關電源各路輸出電壓均會升高，+B升高后通過取樣放大和V41