rc吸收計算應用

1、一種有效的反激鉗位電路設計方法日期：2006-6-27 來源：電源技術應用作者：德來， 曉峰，呂征宇字體：大 中小0引言單端反激式開關電源具有結(jié)構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降圍寬、易于多路輸出、可靠性高、造價低等優(yōu)點，廣泛應用于小功率場合。然而，由于漏感影響，反激變換器功率開關管關斷時將引起電壓尖峰，必須用鉗位電路加以抑制。由于RCD鉗位電路比有源鉗位電路更簡潔且易實現(xiàn)，因而在小功率變換場合RCD鉗位更有實用價值。1漏感抑制變壓器的漏感是不可消除的，但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理，對漏感的影響是很明顯的。采用合理的方法，可將漏感控制在初級電感的2%左右。設計時

2、應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數(shù)的確定，盡量使初級繞組可緊密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻，這樣線圈和磁路空 間上更接近垂直關系，耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得緊密。2 RCD鉗位電路參數(shù)設計2.1 變壓器等效模型圖1為實際變壓器的等效電路，勵磁電感同理想變壓器并聯(lián)，漏感同勵磁電感串聯(lián)。勵磁電感能量可通過理想變壓器耦合到副邊，而漏感因為不耦合，能量不能傳遞到副邊，如果不采取措施，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電路電壓過沖和振蕩，影響電路工作性能，還會引起 EMI問題，嚴重時會燒毀器件，為抑制其影 響，可在變壓器初級并聯(lián)無源 RCD鉗位電路，其拓撲如圖 2所

3、示。圖1 實際變壓器手效模型GD圖2/a：l）號位電路2.2 鉗位電路工作原理引入RCD鉗位電路，目的是消耗漏感能量 ，但不能消耗主勵磁電感能量，否則會降低電路效率。要做到這點必須對 RC參數(shù)進行優(yōu)化設計，下面分析其工作原理：當S1關斷時，漏感Lk釋能，D導通，C上電壓瞬間充上去，然后 D截止，C通過R放電。圖3 鉗位電容電壓波形就是反射電壓實驗表明，c越大，這兒就 越平滑偏大均是將反射電壓吸收了部分(bi 他特利大Z(d> R ,實驗表明R或C值越小就會這樣，R太小，放電就快, C太小很快充滿，小到一定程度就會這樣回到零。1)若C值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器能量不能

4、迅速傳遞到 副邊，見圖3(a);2)若C值特別大，電壓峰值小于副邊反射電壓，則鉗位電容上電壓將一直保持在副邊反 射電壓附近，即鉗位電阻變?yōu)樗镭撦d，一直在消耗磁芯能量，見圖 3(b);3)若RC值太小，C上電壓很快會降到副邊反射電壓，故在St開通前，鉗位電阻只將成為反激變換器的死負載，消耗變壓器的能量，降低效率，見圖 3(c):4)如果RC值取得比較合適，使到 S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電 壓，到下次導通時，C上能量恰好可以釋放完，見圖 3(d),這種情況鉗位效果較好， 但電容峰值電壓大，器件應力高。第2)和第3)種方式是不允許的，而第 1)種方式電壓變化緩慢，能量不能被迅 速傳遞，第

5、4)種方式電壓峰值大，器件應力大?？烧壑蕴幚?，在第4)種方式基礎上增大電容，降低電壓峰值，同時調(diào)節(jié)R,使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，之后RC繼續(xù)放電至S1下次開通，如圖3(e)所示。本人認為此分析清楚地說 明RC放電時間常數(shù)要大于開關周期，至少要大于截止時間，也就是RC振蕩頻率小于開關頻率。2.3 參數(shù)設計S1關斷時，Lk釋能給C充電，R阻值較大，可近似認為 Lk與C發(fā)生串聯(lián)諧 振，諧振周期為 TLC=2兀JLC,經(jīng)過1/4諧振周期，電感電流反向， D截止，這 段時間很短。由于 D存在反向恢復，電路還會有一個衰減振蕩過程，而且是低損的， 時間極為短暫，因此叮以忽略其影響。總之，

6、C充電時間是很短的，相對于整個開關周期，可以不考慮。本人認為這講的極有道理， 開關管截止時間里充電過后就要放電， 所以在實際實驗中如果 R太小還沒到開關管導通 C的電已放完了，故出現(xiàn)了一個平 臺，這時會消耗反射電壓的能量，所以R的取值一定要使C的放電電壓在開關管導通時不小于反射電壓 。在進入到導通時間后 c的電壓為負值，千萬不要認為是某個電壓對 C反向充電，本人認為是開關管導通后呈現(xiàn)的低電位。對于理想的鉗位電路工作方式，見圖 3(e)。S1關斷時，漏感釋能，電容快速充電至峰值 Vcmax,之后RC放電。由于充電過程非常短，可假設RC放電過程持續(xù)整個開關周期。RC值的確定需按最小輸入電壓 (但有

7、的書上說是按最大值 ，實際測試表明似乎應是最大值)，最大負載，即最大占空比條件工作選取，否則，隨著 D的增大，副邊導通時間也會增加，鉗位電容電壓波形會出現(xiàn)平臺，鉗位電路將消耗主勵磁電感能量。對圖3(c)工作方式，峰值電壓太大，現(xiàn)考慮降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制，必須大于副邊反射電壓可做線性化處理來設定 Vcmax,如圖4所示，由幾何關系得3I為保證si開通時，c上電壓剛好放到 八L “需滿足kmax e 笈二/匕(2)I ¥ s將(1)式代入(2)式可得RC 二 丁(兒DhiO"/(3)對整個周期RC放電過程分析，有(4)Vrmifi( Vr A)J根據(jù)能量關系

8、有< m in /式中：Ipk/Lk釋能給C的電流峰值將式（1）和式（4）代人式（5）,得C 二一；：(6)(I e -心 皿)同理這公式有錯誤應是除以LnDon.結(jié)合式（3）,得式中：fs為變換器的工作頻率。7!-I ) Ill/Jnq電阻功率選取依據(jù)w工人作處別ittJ1 hj圍4 元的瑜定7/- I閩八3實驗分析輸入直流電壓.30(1±2%)v,輸出12V/1A,最大占空比 Dmax=0.45 ,采用UC3842控制，工作于 DCM方式，變壓器選用 CER28A型磁芯，原邊匝數(shù)為 24匝，副邊取13匝。有關實驗波形如圖5圖8所示。（、LrJ7sr>1<I,r”

9、才可國格J圖， 鐘位電容電壓frt較小）一空亍二國6 鉗位電容電壓（匚校大iZE71J_O1JI < 5p> I "r Jt I圖7 鉗住此容電玨J RC適中）-帝>一二 £5由8 MA管漏極電壓收適中）圖7顯示在副邊反射電壓點沒有出現(xiàn)平臺，說明結(jié)果與理論分析吻合。4結(jié)語按照文中介紹的方法設計的鉗位電路，可以較好地吸收漏感能量，同時不消耗主勵磁電感能量。經(jīng)折衷優(yōu)化處理，既抑制了電容電壓峰值，減輕了功率器件的開 關應力，又保證了足夠電壓脈動量，磁芯能量可以快速、高效地傳遞，為反激變換器 的設計提供了很好的依據(jù)。網(wǎng)上相關人員討論：1 .關于吸收電路的問題，很有

10、分析的必要，我也曾對此仔細分析過。我再分析 一下，你可以按照這個思路自己進行計算。開關管漏極上的電壓由三部分組成：電源電壓，反擊感應電壓（等于輸出電壓除以雜比），漏感沖擊電壓。吸收電路，一定要讓他只吸收漏感沖擊電壓，而不要對另外電壓起作用，那樣不 僅會增大吸收電阻的負擔，還會降低開關電源的效率。首先計算吸收電阻的功耗，如果能做到只對漏感能量吸收，那么他的功率容量應該是漏感功率的1.5-2倍。漏感的量能為0.5*Ls*Ip*Ip*f, f=工作頻率，Ls二漏感，Ip關斷時的開關管峰值電 流，這樣算出來的結(jié)果是很準確的。由于吸收電容的另一端是接在正電源上的，所以它的電壓只有兩部分：反擊感應 電壓（

11、等于輸出電壓除以雜比），漏感沖擊電壓。電壓是一個微分波形，也就是電 容放電波形，隨著放電，電壓會越來越低，當開關管的截止期結(jié)束時，一定不要 讓電壓下降到反激感應電壓以下，否則就會損耗 “本體”能量。再計算吸收元件的數(shù)值，電容太小時，漏感能量灌入后，電壓會突升的太高，有 可能擊穿開關管，可以根據(jù)你的開關管耐壓，和你希望的振鈴高度，確定一個峰 值電壓，比如100伏，截止期結(jié)束時，我們給他定一個終止電壓，比如50伏，這樣，就可以計算出吸收電容的數(shù)值來：原理是，電容電壓變化量所導致的能量差 =一個周期的漏感能量。（上面的公式5）假設反激感應電壓為U,那么電容電壓的最大值就是(U+100),最小值就是

12、(U+50),電容中的能量有一個計算公式，Ec=0.5*C*U*U ,所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*(U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50) , U 是已 知的，能量差也是已知的，電容還算不出來嗎？最后計算吸收電阻。電容放電公式：u=Uo*exp(-t/ r ), t/p=-ln(U+50)/(U+100) 經(jīng)本人推算應是 t/ r =-ln(U+100)/(U+50),或-t/ r =-ln(U+50)/(U+100),掉了 個負號原文作者在發(fā)貼時可能筆誤，t=截止期時間(按正常工作時的截止時間計 算)，可以算出r , p =RC吸收時間常數(shù)，那么吸收電阻不

13、也就出來嗎？本人認為這個講的有道理.2 .按上述理論進行計算：變壓器初級電感L=632uH,漏感Llou= 29uH。先算Ip:假定最大輸出功率時是DCM模式.則 Pin = 0.5*Ls*Ip*Ip*fIp = (Pin/0.5*Ls*f)(0.5)=(P0/ 4 *0.5*Ls*f)(0.5)(150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3)=2.7A漏感的能量為0.5*Ls*Ip*Ip*f, f=工作頻率，Ls二漏感，Ip關斷時的開關管峰值電 流Wlou= 0.5*Ls*Ip*Ip*f=0.5 * 29*10(-6) * 2.7 * 2.7 * 70*10(3) = 7.

14、3 W由上面漏感能量數(shù)值可看出，漏感能量太大了，如果此能量全都由電阻 來消耗，按兩倍功率計算，要15W的電阻。這是無法辦到的。這么大的功耗，從上面計算可以看出，是由于初級 Ip太大造成 的。如果是幾十 W的電源，那么功耗就可以接受了。對以上結(jié)果，請問計算有問題沒有？有什么辦法？3 .是的，這個功耗是太大，漏感功耗沒有別的去處，只能消耗在吸收電阻上。像這 種功率較大的開關電源，一般都是工作在連續(xù)狀態(tài)，否則，開關管的功率容量和 磁芯的功率容量都得不到充分利用，還有一個問題，就是工作在不連續(xù)或者臨界 狀態(tài)的變壓器，由于其磁通變化量太大，變壓器的發(fā)熱量也是個不容忽視的問 題。我上面沒說，你的初級電感量

15、太小，變壓器可能工作在非連續(xù)狀態(tài)。增大電 感量，初級電流自然就降下來了。你可以這樣計算：讓磁通的變化量（ p-p） / 磁通平均值=0.3左右。另外，如果電源的安全系數(shù)要求不是太高（醫(yī)療儀器要求高），可以適當減小初次級之間的絕緣厚度，以減小漏感，你的漏感量在正常的數(shù)值圍，但不是特別的 小，大功率的電源，漏感就是個很麻煩的問題4 .你好，非常感。初級電感和漏感的數(shù)值在上面第十貼中寫出來了，我是剛測的數(shù)據(jù)。測時發(fā)現(xiàn)，初次級間不加銅皮屏蔽漏感小。這應是正常的吧。也可能是漏感加大 的緣故，加了屏蔽后尖峰反而大了。5 .初次級間不加銅皮屏蔽漏感小，是正常的。所謂漏感是通過本線圈的磁力線 沒有完全通過另一

16、線圈所產(chǎn)生的，增加銅皮屏蔽，相當于線圈之間的耦合難度增 大，故漏感增大，分布電容減少。想減少尖峰，最好的辦法是減少變壓器漏感，其次是在MOS管漏極加磁珠，這樣都會減少損耗，還有就是無損吸收，最后就是用 RCD這種有損吸收的方式。6 .是的，銅箔不是磁性材料，它只對電場起作用，對磁場而言，它和絕緣材料差不多. 網(wǎng)上有人這樣講：rcd的rc時間常數(shù)必須長于開關周期，也就是 rc震蕩頻率要小于開關頻率，這樣子防止在管子未開通前放電完畢而導致二極管再次開通，造成系統(tǒng)的震蕩.本人仔細分析了一下，這樣講有一定的道理，但 開關電源設計指南>P126里講RC時間常數(shù)等于第一個尖峰和第二個尖峰時間的 3倍

17、就夠了，這個我 認為有點錯,因為有人講振蕩頻率是指第一個脈沖以后的，從圖上看基本差不 多，第一個脈沖是漏感往 C里面充電的過程，然后根據(jù)回復時間 D有一個關斷 過程，當然認為是一個振蕩也可以，只是時間和后面的振蕩相比就太長了。所以 一般認為一兩個脈沖之后的才算振蕩（前幾個脈沖由于單向?qū)щ娨膊幌笳?波），因為后面的振蕩和RC基本無關了，只有第一個尖峰脈沖的能量被吸收，后 面的脈沖電壓都達不到吸收的門檻電平，所以是在自己震蕩，與R,C無關了.只有 第一個尖峰脈沖的能量被吸收，后面的脈沖電壓都達不到吸收的門檻電平，所以是 在自己震蕩（本人認為是漏感和分布電容），與R,C無關了 .如果RC時間常數(shù)太小了，在截止時間C的電放完了，那反激電壓豈不是又要向 C 充電而形成振蕩 仆人認為至少要大于開關管截止時間.這是電源網(wǎng)上另一個人講的：RCD是給變壓器漏感提供瀉放回路的。反激 變換同正激有所不同，反激變壓器可以看作是一個耦合電感，所以不像正激一樣 有磁芯復位的要求。但是，由于反