第三周17組開關(guān)穩(wěn)壓電源論文

1、數(shù)字開關(guān)穩(wěn)壓電源所在院系：通信與信息工程學(xué)院作 者：鄭宇光 周 野 李晴晴時 間：2013-8-07數(shù)字開關(guān)穩(wěn)壓電源設(shè)計與制作摘 要本系統(tǒng)以Boost升壓斬波電路為核心，以MSP430單片機(jī)為主控制器和PWM信號發(fā)生器，根據(jù)反饋信號對PWM信號做出調(diào)整，進(jìn)行可靠的閉環(huán)控制，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。系統(tǒng)輸出直流電壓30V36V 可調(diào)，可以通過鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整，最大輸出電流達(dá)到2A，電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率低，DC-DC變換器的效率達(dá)到93.97%。能對輸入電壓、輸出電壓和輸出電流進(jìn)行測量和顯示。關(guān)鍵詞：DC-DC；PWM；Boost升壓斬波電路；1 方案設(shè)計及論證1.1 DC-DC主回路拓?fù)浞桨敢唬洪g

2、接直流變流電路：結(jié)構(gòu)如圖1-1所示，可以實(shí)現(xiàn)輸出端與輸入端的隔離，適合于輸入電壓與輸出電壓之比遠(yuǎn)小于或遠(yuǎn)大于1的情形，但由于采用多次變換，電路中的損耗較大，效率較低，而且結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。圖1-1 間接直流變流電路方案二：Boost升壓斬波電路：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1-2所示。開關(guān)的開通和關(guān)斷受外部PWM信號控制，電感L將交替地存儲和釋放能量，電感L儲能后使電壓泵升，而電容C可將輸出電壓保持住，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為UO=(ton+toff)，通過改變PWM控制信號的占空比可以相應(yīng)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的變化。該電路采取直接直流變流的方式實(shí)現(xiàn)升壓，電路結(jié)構(gòu)較為簡單，損耗較小，效率較高。圖1-2 Boost升壓斬

3、波電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)綜合比較，我們選擇方案二。1.2 控制方法及實(shí)現(xiàn)方案方案一：利用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號。此法較易實(shí)現(xiàn)，工作較穩(wěn)定，但不易實(shí)現(xiàn)輸出電壓的鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整。方案二：利用單片機(jī)產(chǎn)生PWM控制信號。讓單片機(jī)根據(jù)反饋信號對PWM信號做出相應(yīng)調(diào)整以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這種方案實(shí)現(xiàn)起來較為靈活，可以通過調(diào)試針對本身系統(tǒng)做出配套的優(yōu)化。但是系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜。在這里我們選擇方案二。1.3 系統(tǒng)總體框圖圖1-3 系統(tǒng)總體框圖1.4 提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案1.4.1 Boost升壓斬波電路中開關(guān)管的選取電力晶體管（GTR）耐壓高、工作頻率較低、開關(guān)損耗大。電力場效應(yīng)管（Power MOSFET

4、）開關(guān)損耗小、工作頻率較高。從工作頻率和降低損耗的角度考慮，選擇電力場效應(yīng)管作為開關(guān)管。1.4.2 選擇合適的開關(guān)工作頻率為降低開關(guān)損耗，應(yīng)盡量降低工作頻率；為避免產(chǎn)生噪聲，工作頻率不應(yīng)在音頻內(nèi)。綜合考慮后，我們把開關(guān)頻率設(shè)定為20kHz。 1.4.3 Boost升壓電路中二極管的選取開關(guān)電源對于二極管的開關(guān)速度要求較高，可從快速恢復(fù)二極管和肖特基二極管中加以選擇。與快速恢復(fù)二極管相比，肖特基二極管具有正向壓降很小、恢復(fù)時間更短的優(yōu)點(diǎn)，但反向耐壓較低，多用于低壓場合?？紤]到降低損耗和低壓應(yīng)用的實(shí)際，選擇肖特基二極管。1.4.4 控制電路及保護(hù)電路的措施控制電路采取超低功耗單片機(jī)MSP430，其

5、工作電流僅280A；顯示采取低功耗LCD；控制及保護(hù)電路的電源采取了降低功耗的方式。2 電路設(shè)計與參數(shù)計算2.1 Boost升壓電路器件的選擇及參數(shù)計算Boost升壓電路包括驅(qū)動電路和Boost升壓基本電路，如圖2-1所示。(a) (b)圖2-1 Boost升壓電路（a） PWM驅(qū)動電路 （b）Boost升壓基本電路2.1.1 開關(guān)場效應(yīng)管的選擇選擇導(dǎo)通電阻小的IRF540作為開關(guān)管，其導(dǎo)通電阻僅為77m（VGS=10V, ID=17A）。IRF540擊穿電壓VDSS為55V ，漏極電流最大值為28A（VGS =10 V， 25°C），允許最大管耗PCM可達(dá)50W，完全滿足電路要求。

6、2.1.2 PWM驅(qū)動電路器件的選擇單片機(jī)I/O口輸出電壓較低、驅(qū)動能力不強(qiáng)，我們使用專用驅(qū)動芯片TL494。其集成了全部的脈寬調(diào)制電路，外置振蕩元件只有兩個，有推或拉兩種輸出方式，最大輸出電流可達(dá)500mA。2.1.3 肖特基二極管的選擇選擇MBR20200型肖特基二極管，其導(dǎo)通壓降小，通過10A電流時僅為0.95V，并且恢復(fù)時間短。實(shí)際使用時為降低導(dǎo)通壓降將兩個肖特基二極管并聯(lián)。2.1.4 電感的參數(shù)計算:1.電感值的計算： 其中，m是脈動電流與平均電流之比取為0.25，開關(guān)頻率f=20 kHz,輸出電壓為36V時，LB=527.48H，取530H。2. 電感線徑的計算：最大電流IL為2.

7、5A，電流密度J取4 A/mm2，線徑為d,則由得d=0.892 mm,工作頻率為20kHz,需考慮趨膚效應(yīng)，制作中采取多線并繞方式，既不過流使用，又避免了趨膚效應(yīng)導(dǎo)致漆包線有效面積的減小。2.1.5 電容的參數(shù)計算: 其中，UO為負(fù)載電壓變化量，取20 mV,f=20kHz,UO=36V時,CB=1465F,取為2000F，實(shí)際電路中用多只電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)，減小電容的串聯(lián)等效電阻ESR），起到減小輸出電壓紋波的作用，更好地實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓。2.2 輸出濾波電路的設(shè)計與參數(shù)計算（見附錄）2.3 控制電路的設(shè)計與參數(shù)計算單片機(jī)根據(jù)電壓的設(shè)定值和電壓反饋信號調(diào)整PWM控制信號的占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，同時，單片

8、機(jī)與采樣電路相結(jié)合，將為系統(tǒng)提供過流保護(hù)、過熱保護(hù)、過壓保護(hù)等措施，并實(shí)現(xiàn)輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的測量和顯示。PWM信號占空比 當(dāng)U2=15V，UO=36V時，UIN=1.2*U2-2V=16V， 最大值DMAX=0.556；當(dāng)U2=21V，UO=30V時，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系統(tǒng)對于單片機(jī)A/D采樣精度的要求：題目中最高的精度要求為0.2%，欲達(dá)到這一精度，A/D精度要達(dá)到1/500，即至少為9位A/D，MP430內(nèi)置A/D為12位，只要合理設(shè)定測量范圍，完全可以達(dá)到題目的精度要求。2.4 保護(hù)電路的設(shè)計與參數(shù)計算2.4.1 過流保護(hù) (共

9、三級)1.輸入過流保護(hù):在直流輸入端串聯(lián)一個限流電阻（0.1，3W），從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。2.輸出過流保護(hù):輸出端串接電流采樣電阻RTEST2，材料選用溫漂小的康銅絲。電壓信號需放大后送給單片機(jī)進(jìn)行A/D采樣。過流故障解除后，系統(tǒng)將自動恢復(fù)正常供電狀態(tài)。3.逐波過流保護(hù):逐波過流保護(hù)在每個開關(guān)周期內(nèi)對電流進(jìn)行檢測，過流時強(qiáng)行關(guān)斷，防止場效應(yīng)管燒壞。具體實(shí)現(xiàn)電路見附錄圖5（a）。考慮到MOS管開通時的尖鋒電流可能使逐波過流保護(hù)電路誤動作，加入如附錄圖5（b）所示電路。2.4.2 反接保護(hù)反接保護(hù)功能由二極管和保險絲實(shí)現(xiàn)，電路如附錄圖3（a）。2.4.3 過熱保護(hù)通過熱敏電阻檢測場效應(yīng)管的溫度，溫度

10、過高時關(guān)斷場效應(yīng)管。2.4.4 防開機(jī)“浪涌”保護(hù)用NTC電阻實(shí)現(xiàn)了對開機(jī)浪涌電流的抑制，見附錄圖3（a）。2.4.5 場效應(yīng)管欠壓保護(hù)利用IR2302的欠壓保護(hù)功能，對其電源電壓進(jìn)行檢測，使場效應(yīng)管嚴(yán)格工作在非飽和區(qū)或截止區(qū)，防止場效應(yīng)管進(jìn)入飽和區(qū)而損壞。2.5 數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計分別通過鍵盤和LCD實(shí)現(xiàn)數(shù)字設(shè)定和顯示。鍵盤用來設(shè)定和調(diào)整輸出電壓；輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的量值通過LCD顯示。電路接口見附錄。2.6 效率的分析及計算（U2=18V,輸出電壓UO=36V,輸出電流IO=2A） DC-DC電路輸入電壓UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信號占空比D1-UIN/UO=

11、0.456，輸入電壓有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A，輸出功率PO=UO*IO=72 W下面計算電路中的損耗P損耗：2.6.1 Boost電路中電感的損耗： 其中，DCR1為電感的直流電阻，取為50 m，代入可得PDCR1=0.68 W2.6.2 Boost電路中開關(guān)管的損耗開關(guān)損耗 ：PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f其中，tr是開關(guān)上升時間，為190ns,tf是開關(guān)下降時間，為110ns,f是開關(guān)頻率，為20 kHz,代入可得 PSW=0.2160W導(dǎo)通損耗： 其中，導(dǎo)通電阻RDSON=77 m，電流感應(yīng)電阻RSNS取0.1 ，代入得PC=1.23 W2.6.3

12、肖特基二極管的損耗 流過二極管的電流值與輸出電流I0相等，則二極管損耗其中，IO=2 A,取二極管壓降VD為0.35 V，代入可得PD=0.7 W2.6.4 兩只采樣電阻上的總損耗為0.9 W （計算過程見附錄2）其他部分的損耗約為0.8 W，具體計算過程見附錄2。綜上，電路中的總損耗功率P損耗=4.5WDC-DC變換器的效率= PO /（PO+P損耗）=94%2.7 系統(tǒng)特色l 輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，有效地避免了電壓尖峰對信號檢測的影響。軟件濾波可降低毛刺干擾，但不能從根本上減小干擾。 “同步采樣”法是根據(jù)開關(guān)毛刺的可預(yù)測性（集中在開關(guān)瞬間，持續(xù)時間不超過2S），在開關(guān)管動作后2

13、S再采樣，避免采到毛刺，提高了反饋信號的準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度。l 具有多重保護(hù)措施，保證了系統(tǒng)的高可靠性。3 軟件設(shè)計 其主要流程圖如圖3-1所示采樣，等待中斷 讀取AD采樣值，構(gòu)成 反饋，控制輸出量穩(wěn)定 中斷里讀取AD采樣值，并判斷是否要屏蔽中斷去處理數(shù)據(jù) 圖3-1 主要流程圖程序說明:本程序主要通過鍵盤設(shè)定輸出電壓值,利用PI算法控制PWM的占空比，實(shí)現(xiàn)電壓穩(wěn)定輸出.并且為了減少干擾,軟件采用同步采樣的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采樣,這樣就可以避免采樣到毛刺,進(jìn)行錯誤的判斷,導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn),再根據(jù)一些其它的反饋采樣值進(jìn)行調(diào)整,保證系統(tǒng)可以安全可靠穩(wěn)定的工作。4 系統(tǒng)測試及結(jié)果分析4.

14、1 測試使用的儀器如表4-1所示序 號名稱、型號、規(guī)格數(shù) 量備 注1FLUKE 15B 萬用表4美國福祿克公司2TDGC-2接觸調(diào)壓器（0.5KVA）1上海松特電器有限公司3KENWOOD CS-4125 示波器1帶寬20MHz表4-1 測試所用儀器儀表4.2 測試方法連接如圖4-2所示圖4-1 測試連接圖4.3 測試數(shù)據(jù)4.3.1 電壓調(diào)整率SU測試（測試條件：IO=2A，UO=36V）U2=15V時，UO1=35.98V；U2=21V時，UO2=36.13V。電壓調(diào)整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%。4.3.2 負(fù)載調(diào)整率SI測試（測試條件：U2=18V，UO=36V）IO=

15、0A時，UO3=36.29V；IO=2A時，UO4=36.04V。負(fù)載調(diào)整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%。4.3.3 DC-DC轉(zhuǎn)換器效率測試（測試條件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.88A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC轉(zhuǎn)換器效率=UOIO/UINIIN=93.97%。4.4 測試結(jié)果分析4.4.1 測試數(shù)據(jù)與設(shè)計指標(biāo)的比較如表4-3所示測試項(xiàng)目基本要求發(fā)揮要求電路測試結(jié)果輸出電壓可調(diào)范圍30V-36V實(shí)現(xiàn)最大輸出電流2A實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)整率20.2%0.42%負(fù)載調(diào)整率50.5%0.69%輸出噪聲電壓峰峰值1VPP1.

16、8 VPPDC-DC變換器效率70%85%93.97%過流保護(hù)動作電流2.5±0.2A故障排除后自動恢復(fù)動作電流2.53A，可以自動恢復(fù)。輸出電壓設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整步進(jìn)1V，測量和顯示電壓電流實(shí)現(xiàn)，步進(jìn)可達(dá)0.1V。其他完整可靠的保護(hù)電路表4-3 測試數(shù)據(jù)與設(shè)計指標(biāo)的比較4.4.2 產(chǎn)生偏差的原因1.對效率等進(jìn)行理論分析和計算時，采用的是器件參數(shù)的典型值，但實(shí)際器件的參數(shù)具有明顯的離散性，電路性能很可能因此無法達(dá)到理論分析值。2.電路的制作工藝并非理想的，會增加電路中的損耗。4.4.3 改進(jìn)方法1.使用性能更好的器件，如換用導(dǎo)通電阻更小的電力MOS管，采用低阻電容。2.使用軟開關(guān)技術(shù)，進(jìn)

17、一步減小電力MOS管的開關(guān)損耗。3.采用同步式開關(guān)電源的方案，用電力MOS管代替肖特基二極管以減小損耗。4.優(yōu)化軟件控制算法，進(jìn)一步減小電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。參考文獻(xiàn)1 王彥.全國大學(xué)生電子設(shè)計競賽訓(xùn)練教程M.電子工業(yè)出版社,20102 童詩白等.模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)M.高等教育出版社,20013 鄭國川等.實(shí)用開關(guān)電源技術(shù)M.福建科學(xué)技術(shù)出版社,20044 盧亞玲等.長江大學(xué)學(xué)報:理工卷N,20075 裴云慶.開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計和應(yīng)用作M.機(jī)械工業(yè)出版社,2010 6 趙濤等.高性能開關(guān)型直流穩(wěn)壓電源的設(shè)計J.中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)國家同 步輻射實(shí)驗(yàn)室,合肥,20047 王易華.談?wù)勅绾伪Ｗo(hù)開關(guān)穩(wěn)壓

18、電源J.中文科技期刊數(shù)據(jù)庫,20088 謝光希.基于TL494的開關(guān)穩(wěn)壓電源J.中國高新技術(shù)企業(yè),2007 9 楊永華.新型數(shù)控開關(guān)電源J.中文科技期刊數(shù)據(jù)庫,200910 楊碧石等.直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的保護(hù)技術(shù)M.中國論文下載中心,2006附 錄附錄1：總電路原理圖圖1 開關(guān)穩(wěn)壓電源電路圖2 單片機(jī)最小系統(tǒng)圖3 保護(hù)電路（a）輸入保護(hù)電路 （b）過熱保護(hù)電路 圖5 逐波過流保護(hù)點(diǎn)路附錄 2 效率計算完整過程電路中的主要損耗已在正文中進(jìn)行了計算，下面給出其他部分損耗的計算過程：1.Boost電路中電容的損耗 輸出電流有效值代入數(shù)據(jù)得 IO-RMS=2.069 A而電容的損耗 等效串聯(lián)電阻ESR取為10 m，代入得PCO1=0.0428 W2.輸出濾波電路的損耗電容的損耗 計算方法與求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428 W電感的損耗 其中，DCR2為電感的直流電阻，取為50 m，又IO=2A，代入可得PDCR2=0.20 W3.PWM驅(qū)動部分的損耗驅(qū)動芯片IR2302的靜態(tài)損耗為12 mW（可忽略）IR2302驅(qū)動電路的動態(tài)損耗 其中，導(dǎo)通控制電壓UGSON=12V，場效應(yīng)管輸入電容CQO