第4章直流電機控制技術

1、第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.1概述4.2直流電動機的PWM調速原理4.3脈寬調制變換器4.4直流脈寬調速系統(tǒng)的機械特性4.5PWM控制與變換器的傳遞函數(shù)4.6PWM調速系統(tǒng)的控制電路4.7PWM直流調速系統(tǒng)的特殊問題4.8PWM直流調速系統(tǒng)的MATLAB仿真本章小結習題與思考題第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.1概述隨著電力電子技術的發(fā)展，出現(xiàn)了自關斷電力電子器件全控式器件，如電力晶體管(GTR)、門極可關斷晶閘管(GTO)、電力電子場效應管(Power MOSFET)、絕緣柵雙極晶體管(IGBT)、MOS控制晶閘管(MCT)等。采用全控型開關器件很容易實現(xiàn)脈沖寬度調制(Pu

2、lse Width Modulation，PWM)，構成直流脈寬控制調速系統(tǒng)。與半控型開關器件晶閘管變流器相比，全控型開關器件體積可以縮小30以上，而且裝置效率高，功率因數(shù)高。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)直流脈寬調速系統(tǒng)利用電力電子器件的可控性，采用脈寬調制(PWM)技術，直接將恒定的直流電壓調制成可改變大小和極性的直流電壓，以此作為直流電動機的電樞端電壓，實現(xiàn)調速系統(tǒng)的平滑調速。它廣泛應用在中小功率的調速系統(tǒng)中。與V-M直流調速系統(tǒng)相比較，直流脈寬調速系統(tǒng)優(yōu)越的性能主要表現(xiàn)在以下幾個方面：(1) 主電路簡單，所使用的功率元件少，功率元件導通損耗小，裝置效率高。(2) 由于開關頻率高，因此電樞電流

3、容易連續(xù)，諧波分量少，電網(wǎng)功率因數(shù)高，而且損耗減小，電機發(fā)熱也較少。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(3) 低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍寬，可達1 10 000左右。(4) 若與快速響應的電機配合，則控制系統(tǒng)的頻帶寬，動態(tài)響應快，動態(tài)抗擾能力強。(5) 功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高。(6) 直流電源采用不可控三相整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(7) 如果采用新的拓撲結構，將脈寬調制的拓撲結構與諧振型拓撲結構組合在一起，性能將更加優(yōu)越。首先，利用脈寬調制提供方波電壓、電流，對于同樣的電流而言，它可比諧振的正弦

4、波傳輸更多的功率，并且可以保持低的正向導通損耗； 其次，諧振開關意味著開關損耗的降低，可以利用零電壓、零電流諧振技術在開關管上電壓或電流到達零后再進行轉換，所以直流脈寬調速控制系統(tǒng)將有更廣闊的市場前景。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)各種全控型器件構成的直流脈寬調速控制系統(tǒng)的原理是一樣的，只是不同器件具有各自不同的驅動、保護及其他器件使用的問題。PWM直流調速系統(tǒng)的結構組成與V-M直流調速系統(tǒng)的結構基本一致，主要區(qū)別在于PWM調速系統(tǒng)的主電路采用脈寬調制式變換器。隨著超大功率晶體管電壓和電流等級的日益提高，晶體管PWM調速系統(tǒng)的容量也越來越大，在一定功率范圍內取代晶閘管直流調速裝置已成為趨勢。本章在簡

5、要分析PWM變換器基本原理的基礎上，重點分析PWM變換器的主電路和控制電路。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng) 4.2直流電動機的PWM調速原理許多工業(yè)傳動系統(tǒng)都是由公共直流電源或蓄電池供電的。在多數(shù)情況下，都要求把固定的直流電源電壓變換為不同的電壓等級，例如地鐵列車、無軌電車或由蓄電池供電的機動車輛等，它們都有調速要求，需要把固定電壓的直流電源變換為直流電動機電樞用的可變電壓的直流電源。由脈沖寬度調制變換器向直流電動機供電的系統(tǒng)稱為脈沖寬度調制調速控制系統(tǒng)，其主電路采用脈寬調制式變換器，簡稱PWM變換器(即直流斬波器)。脈寬調制型調速控制系統(tǒng)的原理圖及其輸出電壓波形如圖4-1所示。第4章 直流脈寬調速

6、系統(tǒng)圖4-1脈寬調制型調速控制系統(tǒng)的原理圖及其輸出電壓波形第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-1中晶閘管VT表示電力電子開關器件(即脈寬調制器)，VD 表示續(xù)流二極管， Us為調速系統(tǒng)的外加電源電壓，是一固定的直流電壓； M是直流電動機。當開關VT閉合時，直流電源電壓Us經過VT加到電動機上； 當開關VT斷開時，直流電源供給電動機的電流被切斷，電動機的儲能經過二極管VD續(xù)流，電樞兩端電壓接近于零。當開關VT按照某一固定頻率開閉而改變周期內的接通時間ton時，控制脈沖寬度相應改變，從而改變了電動機兩端的平均電壓，達到調速的目的。 第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)如此周而復始，則電樞端電壓波形如圖4-1(b)中

7、所示，好像是電源電壓Us在ton時間內被接上，又在T-ton時間內被斬斷，故稱“斬波”。電動機電樞端電壓Ud為其平均值： (4-1)上式中，T是脈沖周期； ton是接通時間； 是一個周期T中晶閘管VT導通時間的比率，稱為負載率或占空比，01，f是開關頻率。使用下面三種方法中的任何一種，都可以改變占空比的值，從而達到調壓的目的，實現(xiàn)電動機的平滑調速。01ontonondssssonoffttdtUUUUUTTttdononsUtftTU第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(1) 脈沖寬度調制(PWM)：晶閘管的開關周期T 不變，改變導通時間ton，這種方法也稱定頻調寬法。(2) 脈沖頻率調制(PFM)：晶閘

8、管導通時間ton不變，改變晶閘管的開關周期T，這種方法也稱定寬調頻法。(3) 調寬調頻法：晶閘管導通時間ton和開關周期T都可調。由于器件容量的限制，目前，在中、小功率的系統(tǒng)中，直流PWM調速已取代V-M調速系統(tǒng)成為主要的直流調速方式。直流PWM調速系統(tǒng)作為一種新技術，發(fā)展十分迅速，隨著電力電子器件的發(fā)展，它的應用領域必然會日益擴大。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.3脈寬調制變換器脈寬調制(PWM)變換器的作用是：用PWM調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節(jié)電機轉速。PWM變換器的電路有多種形式，主要分為不可逆和可逆兩大類，

9、可逆變換器又有雙極式、單極式和受限單極式等多種。下面分別介紹它們的工作原理和特性。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.3.1不可逆PWM變換器不可逆PWM變換器可分為無制動作用和有制動作用兩種。1. 無制動作用的PWM變換器無制動作用的不可逆PWM變換器是一種簡單的不可逆PWM變換器，其實際是一種直流斬波器。圖4-2是簡單的不可逆PWM變換器的主電路原理圖。電路采用全控型的電力晶體管代替半控型的晶閘管，開關頻率可達14 kHz，比晶閘管幾乎提高了一個數(shù)量級； 電源電壓Us一般由不可控整流電源提供； 采用大電容濾波； 二極管VD在晶體管VT關斷時為電樞回路提供續(xù)流回路； 脈寬調制器的負載為電動機電樞，它

10、可被看成電阻-電感-反電動勢負載。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-2的電路工作原理如下：電力晶體管VT的基極由脈寬可調的脈沖電壓Ug驅動。在一個開關周期內，當0tton時，Ug為正，VT飽和導通，電源電壓Us通過VT加到電動機電樞兩端； 當tontT時，Ug為負，VT截止，電動機電樞兩端失去電源，經二極管VD續(xù)流。電動機得到的平均端電壓為 (4-2)ondsstUUUT第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)式中=ton/T(0Ud)，這時，晶體管VT2就在電動機制動中發(fā)揮作用。下面對制動過程進行詳細的分析：(1) 在0tton階段，由于Ug2變正，VT2導通，反電動勢E和整流電壓Ud之間的電壓差E-Ud產生的

11、反向電流-id沿回路3通過VT2流通，產生能耗制動，直到t=T為止。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(2) 在TtT+ton(也就是0tton)階段，VT2截止，-id沿著回路4通過VD1續(xù)流，對電源回饋制動，同時在VD1上的壓降使VT1不能導通。根據(jù)對上述制動過程的分析，可以得出一個結論：在整個制動狀態(tài)中，VT2、VD1輪流導通，而VT1始終截止，此時電壓和電流的波形如圖4-3(c)所示。反向電流的制動作用使電動機轉速下降，直到新的穩(wěn)態(tài)。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)最后，應該指出，當直流電源采用半導體整流裝置時，在回饋制動階段電能不可能通過它送回電網(wǎng)，只能向濾波電容C充電，從而造成瞬間的電壓升高，稱做“

12、泵升電壓”。如果回饋能量大，泵升電壓太高，將危及電力晶體管和整流二極管，需要采取措施加以限制。在電動機的工作狀態(tài)中，還需要考慮一種特殊的情況，即輕載電動狀態(tài)。 第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)在輕載電動狀態(tài)中，負載電流較小，以致在晶體管VT1關斷后id續(xù)流時，還沒有到達周期T，電流已經衰減到零，如圖4-3(d)中tonT期間的t2時刻，這時二極管VD2兩端的電壓降也將為零，使VT2得以導通，反電動勢E沿回路3送過反向電流-id，產生局部時間的能耗制動作用。到了t=T(相當于t=0)，-id又開始沿著回路4經VD1續(xù)流，直到t=t4時，-id衰減到零，VT1才開始導通。在一個開關周期內VT1、VD2、V

13、T2、VD1四個管子輪流導通的電流波形如圖4-3(d)所示。顯然，在電動機的輕載電動狀態(tài)，一個周期分成四個工作階段，簡單概述如下：第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(1) 第一階段，VD1續(xù)流，電流-id沿回路4流通。(2) 第二階段，VT1導通，電流id沿回路1流通。(3) 第三階段，VD2續(xù)流，電流id沿回路2流通。(4) 第四階段，VT2導通，電流-id沿回路3流通。注意：(1) 在第一、第四階段，電動機流過負方向電流，電動機工作在制動狀態(tài)。(2) 在第二、第三階段，電動機流過正方向電流，電動機工作在電動狀態(tài)。因此，在輕載時，電流可在正、負方向之間脈動，平均電樞電流等于負載電流。對上述不同工作狀態(tài)

14、下器件的導通及電流id的回路和方向歸納總結如表4-1中所示。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.3.2可逆PWM變換器可逆PWM變換器電路的結構形式有H型和T型等，這里主要討論常用的H型變換器，它是由4個功率管和4個續(xù)流二極管組成的橋式電路，如圖4-4(a)所示。H型可逆PWM變換器在控制方式上分為雙極式、單極式和受限單極式三種。下面重點分析雙極式H型可逆PWM變換器。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-4H型可逆PWM變換器第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)雙極式H型可逆PWM變換器的電路原理圖如圖4-4(a)所示。圖4-4(a)電路的構成特點：根據(jù)4個電力晶體管的基極驅動電壓分為兩組。VT

15、1和VT4同時導通和關斷，其驅動電壓Ug1=-Ug4； VT2和VT3同時導通和關斷，其驅動電壓Ug2=-Ug3。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)雙極式H型可逆PWM變換器的工作原理分析如下：(1) 當0tton時，Ug1和Ug4為正，VT1和VT4飽和導通； 而Ug2和Ug3為負，VT2和VT3關斷。此時，電源電壓Us加到電樞AB兩端，UAB=Us，電樞電流id沿回路1流通，如圖4-4(c)所示。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(2) 當tontT時，Ug1和Ug4為負，VT1和VT4截止； Ug2和Ug3為正，VT2和VT3卻不能立即導通，因為在電樞電感釋放儲能的作用下，電樞電流id沿回路2經二極管VD2

16、、VD3續(xù)流，如圖4-4(d)所示，在VD2、VD3上的壓降使VT2和VT3的ce極承受著反壓，這時UAB=-Us。UAB在一個周期內具有正負相間的脈沖波形，這是雙極式名稱的由來，其電壓、電流波形如圖4-4(b)所示。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(3) 由于電壓UAB的正負變化，使電流波形存在兩種情況，如圖4-4(b)中的id1和id2。電樞電流id1相當于電動機負載較重的情況，這時平均負載電流大，在續(xù)流階段電流仍維持正方向，電動機始終工作在第一象限的電動狀態(tài)。電流id2相當于負載很輕的情況，平均電流小，在續(xù)流階段電流很快衰減到零，于是VT2和VT3的ce極失去反向電壓，在負電源電壓(-Us)和電

17、樞反電動勢E的合成作用下導通，電樞電流反向，VT2和VT3沿著回路3導通，電動機處于制動狀態(tài)，如圖4-4(e)所示。與此相仿，在0tton期間，當負載輕時，電流也有一次倒向。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)因此，雙極式可逆PWM變換器的電流波形和不可逆但有制動電流通路的PWM變換器相類似，怎樣才能反映出“可逆”的作用呢？這要視正、負脈沖電壓的寬窄而定。當正脈沖較寬時，tonT/2，平均電壓為零，則電動機停止。圖4-4所示的電壓和電流波形都是在電動機正轉時的情況。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)雙極式可逆PWM變換器電動機電樞平均端電壓用公式表示為 (4-7)如果占空比和電壓系數(shù)的定義與不可逆變換器中的相同(即

18、，)，則在雙極式控制的可逆變換器中，與ton的關系就與前面不同，變?yōu)橄率剑?2-1 (4-8)21ononsondssTt UtTUUUTTTontTdsUU第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)調速時，占空比的可調范圍為01，電壓系數(shù)的變化范圍為-10.5時，為正，電動機正轉； 0時，輸入信號usa-Ub+Uct的合成電壓為正的寬度增大，即鋸齒波由負過零的時間提前，經比較器倒相后，在輸出端得到正半波比負半波窄的輸出電壓，如圖4-8(b) 所示。(3) 當控制電壓Uctusa，比較器輸出電壓u2=0。 在tont期間，Ueausa，則比較器輸出幅值為正的矩形脈沖。周期循環(huán)，在比較器輸出端可得到一列如圖4-1

19、0(b) 所示的矩形脈沖，并且u2脈沖寬度隨著Uea升高而減小。當Uea一定時，比較器輸出的脈沖寬度一定； 當Uea本身輸入信號變化時，比較器輸出的脈沖寬度也相應變化。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(5) 脈寬調制比較器輸出的脈沖電壓u2送至由兩個或非門組成的邏輯輸出電路，每個或非門有3 個輸入端, 除了脈沖電壓u2外，還有來自觸發(fā)器D輸出(Q或Q)的方波和來自鋸齒波振蕩器的窄脈沖。觸發(fā)器D的輸出是將鋸齒電壓分頻后的方波，其控制輸出脈沖是由鋸齒波振蕩器產生的窄脈沖u3。窄脈沖u3是振蕩器產生的鋸齒波電壓經過施密特觸發(fā)器整形而得到的，它的頻率與鋸齒波的頻率相同。觸發(fā)器D輸出的方波電壓相位相差180。兩

20、個或非門的輸入信號分別為u2、u3、uQ和u2、u3、uQ，起到聯(lián)鎖保護作用，使兩個或非門輪流輸出高電平ub1、ub2，驅動功率管VT1和VT2輪流導通和保證晶體管不會同時導通，輸出脈寬調制驅動信號。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(6) 輸出端可提供最大電流為100 mA的驅動電流。(7) 誤差放大器也可以作為運算放大器接成PI調節(jié)器使用，當將1腳和9腳短接時，該放大器組成全反饋形式的電壓跟隨器，則SG3524組件成為受誤差放大器同相輸入電壓Uct控制的脈寬調制器。通過調節(jié)誤差放大器輸入電壓信號Uct的大小可使Uea按一定規(guī)律上升或下降，從而改變比較器輸出脈沖寬度，控制VT1和VT2的導通或截止，達

21、到調速的目的。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(8) 在脈寬調制比較器的反相輸入端除了誤差放大器的輸出信號外，還接有檢測比較器的輸出信號和晶體管VT3的集電極信號。其中檢測比較器可以檢測出較小的信號，當輸入端4腳和5腳的信號達到一定值時可使其輸出信號為零，從而使脈寬調制比較器反相輸入端為低電平； 晶體管VT3的基極輸入(10 腳)信號為一定值時，其集電極輸出也會使脈寬調制比較器反相輸入端為低電平。而一旦脈寬調制比較器反相輸入端為低電平，就會使輸出的調制脈沖寬度變?yōu)榱?，無驅動脈沖輸出，從而實現(xiàn)過電流、過電壓等保護功能。另外，補償端 9 腳可作為各種自動保護功能的控制端。當補償端的電平置零時，SG3524

22、組件輸出的調制脈沖寬度將為零，無驅動脈沖輸出，可實現(xiàn)過流、過壓保護。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.6.3基極驅動器基極驅動器GD(見圖4-6)的作用是將脈寬調制器輸出的脈沖信號經過信號分配和邏輯延時后進行功率放大，形成主電路電力晶體管的驅動信號。每個晶體管應有獨立的基極驅動電路。為了確保晶體管在開通時迅速達到飽和導通，關斷時能迅速截止，正確設計基極驅動電路是非常重要的。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)由于主電路所用的電力電子器件不同，它們對驅動電路的要求亦有區(qū)別。因此，不同的電力電子器件其驅動電路也是不相同的。另外，由于各驅動電路是獨立的，但控制電路是共用的，因而必須使控制電路與驅動電路相互隔離。也就是

23、說，無論什么樣的電力電子器件，其驅動電路的設計都要考慮保護和隔離等問題。常用光電耦合管實現(xiàn)驅動器電路與控制電路的互相隔離。驅動電路的設計常用電力電子器件專用的驅動、保護集成電路。正確的驅動電流波形如圖4-11所示，每一開關過程包含開通、飽和導通和關斷三個階段。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-11開關晶體管要求的基極電流信號第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)1. 開通階段根據(jù)電動機的起、制動電流和晶體管的電流放大系數(shù)來確定所需的基極電流，以保證晶體管在任何情況下開通時都能充分飽和導通?？紤]到晶體管(圖 4-4(a)中)開通瞬間還要承受續(xù)流二極管(VD)關斷時反向恢復電流的沖擊，有可能因基極電流不足使晶體管退

24、出飽和區(qū)，導致正向擊穿。為避免這種情況，引入加速開通電路，為基極電流再加上強勁驅動分量(見圖4-11) ，以保證晶體管盡快飽和導通。強迫驅動的時間取決于續(xù)流二極管的反向恢復時間。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)2. 飽和導通階段飽和導通階段的基極電流Ib1，只要比在輸出最大集電極電流時能夠飽和導通的臨界飽和基極電流Ibs大一些就可以了。3. 關斷階段由于晶體管導通時處于飽和狀態(tài)，因此在關斷時有大量存儲電荷，導致關斷時間延長。為了使晶體管迅速從飽和導通狀態(tài)進入截止狀態(tài)，必須在基極加上負的偏壓，以便抽出基區(qū)剩余電荷，這樣便產生了負的基極電流-Ib2。在晶體管關斷后，負偏壓能使它可靠地截止，增加抗干擾能力，

25、但是，負電壓也不宜過大，要以形成最佳的dIb2/dt為宜。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)4.7PWM直流調速系統(tǒng)的特殊問題直流脈寬調速系統(tǒng)與晶體管-電動機調速系統(tǒng)的結構和反饋控制方案相同，因此其靜、動態(tài)分析以及設計方法都一樣。二者的主要差別在于主電路和控制電路不同。下面針對這種差別，討論脈寬調速系統(tǒng)中的幾個特殊問題。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)1. 電流脈動量由上面分析可知，脈寬調速系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運行時電樞兩端的脈動電壓產生周期性脈動變化的電流和轉速。單極式可逆電路和不可逆電路的電流在正方向連續(xù)變化時的情況相同。單極式可逆電路電流脈動量的大小隨占空比的數(shù)值而變化。電樞電流的最大脈動量與電源電壓Us成正比，與

26、電樞回路電感L和開關頻率f成反比。若要求系統(tǒng)在最輕負載時電流也能連續(xù)，則最小負載電流平均值Id與f之間應滿足Us/4fL2I0或者Us/8I0Lf。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)雙極式可逆電路的電樞電流最大脈動量比單極式的大一倍，但對比兩種控制方式時卻并非相差一倍。在電源電壓Us和開關頻率f一定時，增加電樞回路電感L可以抑制電流脈動量。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)2. 轉速脈動量當電樞電流近似按線性變化時，轉速的脈動量n正比于最高理想空載轉速n0和開關周期T的平方，反比于系統(tǒng)的時間常數(shù)Tm和Tl。一般PWM變換器的開關頻率較高，約為14 kHz； 換言之，電樞電壓的交變分量對轉速的影響可以忽略不計。第4

27、章 直流脈寬調速系統(tǒng)3. 電力晶體管的開關損耗和最佳開關頻率PWM變換器的開關頻率越高，電樞電流的脈動越小，而且能保證電流連續(xù)，可以有效提高調速系統(tǒng)低速運行的平穩(wěn)性，減少附加損耗。然而開關頻率過高會使晶體管的動態(tài)開關損耗相應增加，效率下降，所以要綜合考慮這兩方面的問題。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)1) 晶體管的開關損耗量 PWM變換器中的電力晶體管并非理想的開關元件，在工作時其功率損耗有飽和導通損耗、截止損耗和開關過程中的動態(tài)損耗。其中動態(tài)損耗是主要損耗。開關過程包括開通和關斷兩個過程。開通過程指集電極電流的上升時間，關斷過程指存儲時間和電流下降時間。在存儲時間內，晶體管仍飽和導通，不計其損耗。因

28、此，動態(tài)損耗主要是電流上升和電流下降兩段時間內的開關損耗。一般近似認為在開關過程中集電極電流的上升和下降都是線性變化的，因此，開關頻率越高，動態(tài)損耗越大。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)2) 最佳開關頻率選擇最佳開關頻率應滿足電樞電流連續(xù)和PWM變換器傳輸效率最高的條件。一般應考慮下列條件：(1) 開關頻率應當足夠大，以保證電動機電抗在選定的開關頻率下盡量大，限制電樞電流的脈動量，確保電流連續(xù)，降低電動機附加損耗。(2) 最好使開關頻率比調速系統(tǒng)的最高工作頻率高出 10 倍左右，這樣PWM變換器的延時時間對系統(tǒng)動態(tài)特性的影響可以忽略不計。(3) 開關頻率應當高于系統(tǒng)中所有回路的諧振頻率，以防止引起共振

29、。(4) 開關頻率的上限應受開關器件的開關損耗和開關時間的限制。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng) 4.8PWM直流調速系統(tǒng)的MATLAB仿真轉速單閉環(huán)PWM直流調速系統(tǒng)的電氣原理結構圖如圖4-6所示。其中UPW(脈寬調制器)、GM(調制波發(fā)生器)、DLD(邏輯延時環(huán)節(jié))、GD(電力電子器件的基極驅動器)和FA(限流保護環(huán)節(jié))在前面已經簡單介紹過(參考4.6小節(jié))，這里不再贅述。根據(jù)圖4-6的連接結構，采用面向電氣原理結構圖方法構建的直流脈寬調速系統(tǒng)的仿真模型如圖4-12所示。下面介紹各部分的建模與參數(shù)設置過程。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-12PWM直流調速系統(tǒng)的仿真模型第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)1.

30、系統(tǒng)的建模和模型參數(shù)設置1) 主電路的建模和參數(shù)設置由PWM直流調速系統(tǒng)的仿真模型(圖4-12)可知，主電路由三相對稱交流電壓源、不可控二極管整流橋、濾波電容器、可控開關、直流電動機等部分組成。此處直流電動機仿真模型同以上章節(jié)。根據(jù)直流電動機的參數(shù)，可以計算出直流電動機仿真模型的參數(shù)選擇值。計算得到的勵磁電阻為220 ，電樞電感和勵磁電感之間的互感Laf=0.7969 H。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)三相交流電源、直流電動機的建模和參數(shù)設置在前面各章已經作過討論，此處著重討論不可控二極管整流橋、濾波電容器、可控開關的建模和參數(shù)設置問題。(1) 不可控二極管整流橋的建模與參數(shù)設置。二極管整流橋的建模

31、與晶閘管整流橋相同，首先進入MATLAB環(huán)境下的Simulink模塊庫，在SimPowerSystem/Power Electronics路徑下選取“Universal Bridge(通用橋)”模塊，并將標簽改為“二極管整流橋”； 然后打開二極管整流橋參數(shù)設置對話框。將“Power Electronic Device (電力電子設備)”選擇為“Diodes(二極管)”即可。其它參數(shù)設置的原則同晶閘管整流橋。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(2) 濾波電容器的建模與參數(shù)設置。濾波電容器的建模與平波電抗器的建模相同。首先從SimPowerSystem/Power Elements路徑下選取“Series

32、RLC Branch(RLC串聯(lián)分支)”模塊，并將模塊標簽改為“濾波電容器”； 然后打開濾波電容器參數(shù)設置對話框，將參數(shù)設置為R=0，L=0，C=10 F，參數(shù)通過仿真實驗優(yōu)化而定。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)(3) 可控開關的建模與參數(shù)設置。在直流脈寬調速系統(tǒng)的主電路中串聯(lián)了一個可控開關，這是一個由電力電子器件構成的開關電路，可控開關受前面PWM信號發(fā)生器的控制，它的建模和參數(shù)設置與晶閘管整流橋相同。首先從SimPowerSystem/Power Electronics路徑下選取“Universal Bridge(通用橋)”模塊，并將模塊標簽改為“可控開關”； 然后打開可控開關參數(shù)設置對話框，參

33、數(shù)設置為默認值，將“Power Electronic Device”選擇為“IGBT/Diodes”。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)2) 控制電路的建模和參數(shù)設置直流脈寬調速系統(tǒng)的控制電路包括：給定環(huán)節(jié)、速度調節(jié)器ASR、限幅器、速度反饋環(huán)節(jié)、PWM信號發(fā)生器等。除了PWM信號發(fā)生器外，其它環(huán)節(jié)都在前面章節(jié)中介紹過，下面重點討論一下PWM信號發(fā)生器及其相關環(huán)節(jié)。首先在SimPowerSystem/Extra Library/Control Blocks 下選取“PWM Generator(PWM信號發(fā)生器)”模塊。PWM信號發(fā)生器要求輸入-11之間的數(shù)(包括-1和1)，輸出脈沖受輸入信號的控制，脈沖

34、最大輸出頻率設置為100 Hz。當輸入為1時，輸出脈沖寬度最大，相當于完全導通； 當其輸入為-1時，脈沖寬度最小，相當于完全關斷，在從-1到1的增長過程中，脈沖寬度是呈線性增長的。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)PWM信號發(fā)生器要求的輸入范圍為-11，而ASR的輸出范圍為-200200，為了能夠將這兩個相差很大的數(shù)匹配，我們在ASR后加了一個限幅器，其限制范圍是0200，限幅器的后面接一放大器，其放大倍數(shù)為-0.01，那么輸出的數(shù)就是-20了。后面再接一加法器，加上1，那么加法器輸出的數(shù)就是-11了。實現(xiàn)上述功能的相關環(huán)節(jié)見圖4-13。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)圖4-13PWM信號發(fā)生器及相關環(huán)節(jié)第4章

35、 直流脈寬調速系統(tǒng)控制電路的相關參數(shù)設置如下：轉速給定為10 rad/s； 速度反饋系數(shù)=0.00417； 轉速調節(jié)器ASR和電流調節(jié)器ACR均采用PI控制器，其參數(shù)設置為Kpn=23.5，n=0.52； 上下限幅值為200，-200； 其它不作說明的參數(shù)設為系統(tǒng)默認值。因為PWM直流脈寬調速系統(tǒng)加到直流電動機上的電壓為脈沖信號，為了使輸出轉速波形平滑，直流電動機參數(shù)對話框中的粘度摩擦系數(shù)應設為1。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)2. 系統(tǒng)的仿真參數(shù)設置仿真中所選擇的算法為ode23tb，仿真開始時間(Start time)設為0，仿真結束時間(Stop time)設為2.5 s，其它與上一章的系統(tǒng)相同。第4章 直流脈寬調速系統(tǒng)3. 系統(tǒng)仿真及其仿真結果分析當建模和參數(shù)設置完成后，即可開始進行仿真。圖4-14所示為仿真示波器給出的雙閉環(huán)PWM直流調速系統(tǒng)的轉速曲線和電樞電流曲線，圖4-15給出用MATLAB命令繪制的轉速和電樞電流曲線。從仿真結果可以看出，轉速和電流最終