飛機電源系統(tǒng)課程設(shè)計報告

1、飛機電源系統(tǒng)課程設(shè)計脈沖調(diào)頻式(PFW)飛機交流發(fā)電機電壓調(diào)節(jié)器組員：黃凱131142610:任務(wù)提出 二：設(shè)計方案康琦 131142612 言濤 131142614 健鈞 131142617帥 131142618盧毅航131142620 馬昕鵬131142622目錄12.1工作原理2.2比較電路23振蕩電路 2.4功率放大 三：調(diào)壓器工作過程 U!設(shè)計綜述 任務(wù)提出：設(shè)計題目：脈沖調(diào)頻式(PFM)飛機交流發(fā)電機電壓調(diào)節(jié)器設(shè)計二設(shè)計容：(D熟悉晶體管調(diào)壓器的工作原理，給出脈沖調(diào)頻式電壓調(diào)節(jié)器原 理框圖。(2) 測量比較電路的設(shè)計(電路圖、工作原理)(3) 振蕩電路的設(shè)計(電路圖、工作原理)(4

2、) 功率放大電路的設(shè)計(電路圖、工作原理)三：設(shè)計要求: 調(diào)壓系統(tǒng)應(yīng)具有抗干擾能力強、調(diào)壓精度高的特點，可為各種航空 交流發(fā)電機電壓自動調(diào)節(jié)的工程實現(xiàn)提供參考。晶體晶體管管調(diào)壓的工作原理晶體晶體管管調(diào)壓是以大功率晶體管或場效應(yīng)管作為開關(guān)原件， 控制交流勵磁機的平均勵磁電流，以達(dá)到調(diào)節(jié)電壓的目的。如圖所 示，圖功率晶體管BG串聯(lián)在激磁機激磁線圈Wjj電路中，用來控 制激磁機的激磁電流。通過設(shè)置晶體管基級電壓的大小，使其工作 在開關(guān)狀態(tài)，等效電路如圖(b)示。(a)晶體管調(diào)壓器的控制方式有兩種，脈沖調(diào)寬(Pulse Width Modulation,PWM )和脈沖調(diào)頻式(Pules Freque

3、nce Modulation,PFM)O現(xiàn)在主要采用的是脈沖調(diào)寬式，但脈沖調(diào)頻擁有 更高的穩(wěn)定性，所以在這介紹 脈沖調(diào)頻式電壓調(diào)節(jié)器。根據(jù)功率管導(dǎo)通和截止期間的電壓平衡方程可解出i on、i of的表達(dá)式，從而可求得在一個工作周期，激磁電流的平均值為:式中，O為大功率管的導(dǎo)通比，其表達(dá)式為:ct1/(t1+t2)=t1/T在功率管的控制下，激磁電流的平均值I jj與功率管的導(dǎo)通比。 成正比。只要使功率管導(dǎo)通比隨發(fā)電機工作狀態(tài)的變化而作相應(yīng)的 改變，就可以控制激磁機的激磁電流，從而使發(fā)電機的端電壓在一 定圍可調(diào)。而改變導(dǎo)通比的方法有兩種，一是改變其分子，保持工 作周期不變；一是改變其分母，保持分

4、子不變。這兩種方法對應(yīng)著 電壓調(diào)節(jié)器的兩種基本形式，即脈沖調(diào)寬式電壓調(diào)節(jié)和脈沖調(diào)頻式 電壓調(diào)節(jié)。所以調(diào)寬電路是保證T (t1+t2)不變，改變t1的調(diào)節(jié)輸岀電壓 的。調(diào)頻電路則是保證t1不變，改變t2的時間長短來調(diào)節(jié)輸出電脈沖調(diào)頻式電壓調(diào)節(jié)器的總體設(shè)計方案如圖所示。主要由測量比較電路、振蕩器、脈沖發(fā)生器和功率放大電路組 成。測量比較電路實時敏感發(fā)電機的輸出電壓u F ,并與額定電壓進(jìn) 行比較，輸出電壓AU與發(fā)電機電壓的偏差成正比，該電壓輸入振 蕩器，振蕩器的振蕩頻率與電壓AU成正比，振蕩器的輸岀經(jīng)脈沖 發(fā)生器得到一列寬度t 1相等而頻率與電壓AU成正比的脈沖波。這 些脈沖波控制功率放大電路中的

5、大功率晶體管的導(dǎo)通比，以調(diào)節(jié)發(fā) 電機的激磁電流，從而達(dá)到調(diào)節(jié)發(fā)電機輸岀電壓的目的。二測量比較電路的設(shè)計測量比較電路由降壓變壓器、整流器和比較電橋組成，其原理電 路如圖所示。三項交流電通過6個二極管整流成為直流電方便比 較，即在D可以獲得三項交流電的平均電壓等效的直流電。電阻W 可以并聯(lián)一個濾波電容。在A,B的電壓UAB是W上可調(diào)部分電壓與 DZ穩(wěn)壓二極管電壓差。從而獲得三項電路的電壓變化情況。根據(jù)交流發(fā)電機線電壓向量圖與三相橋式整流器的輸出電壓波形，可推導(dǎo)出三相全波流電路輸出電壓的平均值為:U” = + %如 + £" M +- UCAd=./+%+匕(3)71由式(3)可

6、知，整流器的輸出電壓AU zp與三相線電壓的平均值成 正比，調(diào)壓器按三相電壓的平均值進(jìn)行調(diào)節(jié)。采用該調(diào)節(jié)方式，只 保證三相電壓的平均值基本不變。若三相負(fù)載不平衡，則各相電壓 不同，特別是當(dāng)某一相發(fā)生短路時，其它兩相的電壓勢必過高，這 是此種調(diào)節(jié)方式的不足所在。實際工程中，由于正常相的相電壓高 出額定電壓的數(shù)值比固定相電壓調(diào)節(jié)時小得多，因而對用電設(shè)備的 危罷程度也相對較小。為了彌補按三相電壓的平均值進(jìn)行調(diào)壓的不 足，故障狀態(tài)時可設(shè)置最高相電壓敏感電路限制最高相電壓。三：振蕩電路設(shè)計脈沖調(diào)頻式電壓調(diào)節(jié)器設(shè)計的關(guān)鍵在于設(shè)計振蕩器，并使其振蕩頻率與偏差電壓 U成正比。本文采用LM331線性集成電路(V

7、OC) 作為核心器件3完成振蕩電路的設(shè)計，圖是由LM331組成的電壓-頻率變換電路。外接電阻Rt、Ct和定等構(gòu)成單穩(wěn)定時電路。當(dāng)輸入端Vi+輸入一正電壓時,輸入比較器輸 出高電平，使R-S觸發(fā)器置位,Q輸出高電平，輸出驅(qū)動管導(dǎo)通,輸出端 fo為邏輯低電平，同時，電流開關(guān)打向右邊，電流源IR對電容CL充 電。此時由于復(fù)零晶體管截止，電源Vcc也通過電阻Rt對電容Ct 充電。當(dāng)電容Ct兩端充電電壓大于Vcc的2/3時，定時比較器輸出 高電平，使R-S觸發(fā)器復(fù)位,Q輸岀低電平，輸岀驅(qū)動管截止，輸出 端fo為邏輯高電平，同時，復(fù)零晶體管導(dǎo)通，電容Ct通過復(fù)零晶體管 迅速放電;電流開關(guān)打向左邊，電容CL

8、對電阻RL放電。當(dāng)電容CL放 電電壓等于輸入電壓Vi時,輸入比較器再次輸出高電平，使R-S觸發(fā) 器置位，如此反復(fù)循環(huán)，構(gòu)成自激振蕩。右圖畫岀了電容Ct、CL充 放電和輸出脈沖fO的波形。設(shè)電容CL的充電時間為t1,放電時間 為t2,則根據(jù)電容CL上電荷平衡的原理，我們有：(IR-VL/RL)t1=t2VL/RL上圖為電容充放電輸出波形圖：從上式可W：fO=1/(t1+t2)=VL/(RLIRt1)實際上，該電路的VL在很少 的圍(大約10mV)波動，因此，可認(rèn)為VL=Vi,故上式可以表示 為:fO=Vi/(RLIRt1)可見,輸出脈沖頻率fo與輸入電壓Vi成正比，從而實現(xiàn)了電壓頻率 變換。式中

9、IR由部基準(zhǔn)電壓源供給的1.90V參考電壓和外接電阻Rs 決定,IR=190/Rs,改變Rs的值，可調(diào)節(jié)電路的轉(zhuǎn)換增益,t1由定時元 件 Rt和 Ct決定，其關(guān)系是：t1=1.1RtCt,典型值 Rt=6.8kQ,Ct=0.01 µF；t1 =7.5µs。由 fO=Vi/(RLIRt)可 知，電阻Rs、RL、Rt和電容Ct直接影響轉(zhuǎn)換結(jié)果fO,因此對元件的 精度要有一定的要求，可根據(jù)轉(zhuǎn)換精度適當(dāng)選擇。電容CL對轉(zhuǎn)換結(jié) 果雖然沒有直接的影響。但應(yīng)選擇漏電流小的電容器。電阻R1和 電容C1組成低通濾波器，可減少輸入電壓中的干擾脈沖，有利于提 高轉(zhuǎn)換精度。所設(shè)

10、計的原理電路如圖4所示。結(jié)合芯片部電路，該振蕩電路利用 比較器將7腳輸入的正電壓V IN與6腳電壓V X進(jìn)行比較。若V IN > V X ,則比較器處于單觸發(fā)工作狀態(tài)。該狀態(tài)下觸發(fā)器的輸岀 接到邏輯輸岀部分，即開集電極晶體管與開關(guān)構(gòu)成的電流源I ,在 周期T期間，邏輯輸出低電平，同時電流從電流源流出。若過了單 觸發(fā)器的周期T ,邏輯輸出變?yōu)楦唠娖?，沒有從電流源流出電流， 這時電流源結(jié)束對RL-CL充電電路供給電荷Q(Q= IO*T )o若Q使 電壓V X增大，比較器再次工作在單觸發(fā)器工作狀態(tài)，電流源再次 對RL-CL充電電路供給Q ,這個過程持續(xù)到VX> VIN o若V X >

11、; V IN ,電流源斷開，則V X下降直至V X二V IN ,該動作延續(xù)1個 周期。這樣v / F轉(zhuǎn)換器以穩(wěn)定狀態(tài)不斷重復(fù)振蕩，而且為保持V x > V IN ,電流源以足夠快的速度為電容供給電荷，因此，電容CL 的放電速率與v X / R x成比例，即電路工作頻率與輸入電壓成比 例。圖中，Rs為基準(zhǔn)電流設(shè)定電阻，其阻值設(shè)為14kQ,這時，充電電 流約為140pA,對應(yīng)的轉(zhuǎn)換頻率f o = 0.486xRs x V IN / (RB RO CO) (kHz/V),式中，RO CO為輸岀脈沖寬度的時間常數(shù)。測量比 較電路的輸出信號，經(jīng)差動放大電路放大，作為振蕩電路的輸入信 號。該信號電壓

12、可能為正，也可能為負(fù)。為滿足V / F轉(zhuǎn)換器只對 正電壓響應(yīng)的要求，利用R 1、R 2、R 3和穩(wěn)壓電源E構(gòu)成分壓 電路，使V/F轉(zhuǎn)換器的輸入電壓始終為正。由于輸入電壓較大或較 小時，比較器的失調(diào)電壓會引起輸岀誤差，因此，綜合考慮各種誤 差的影響，將其輸入電壓調(diào)整在16V之間，其大小由V = E-(E- VIN)R1 /( R1 + R2 )決定，與輸入電壓成比例。四功率放大電路設(shè)計功率放大電路采用LM386集成芯片進(jìn)行設(shè)計，該芯片具有自身功 耗低、電壓增益可調(diào)整、電源電壓圍大、外接元件少和總諧波失真 小等優(yōu)點。所設(shè)計的電壓增益最大電路。LM386是一種音頻集成功放，具有自身功耗低、更新鏈增益

13、可調(diào) 整、電源電壓圍大、外接元件少和總諧波失真小等優(yōu)點的功率放大 器。LM386內(nèi)部電路原理圖2腳為反相輸入端，3腳為同相輸入端，電路采用單電源供電引 腳6和4分別為電源和地，輸岀端（引腳5）外接茹貝爾網(wǎng)絡(luò)輸出，與 芯片部晶體管T2的發(fā)射極相連，形成反饋通路，并與部兩電阻（R 5和R 6 ）構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò)，引入了深度電壓串聯(lián)負(fù)反饋使整個電路具 有穩(wěn)定的電壓增益。引腳1和8為電壓增益設(shè)定端，引腳7和地之 間接旁路電容，其值為10pFo調(diào)壓器的工作過程將上述各模塊電路進(jìn)行交聯(lián)，可得到基于集成電路設(shè)計的脈沖調(diào)頻 式電壓調(diào)節(jié)器總的原理電路。工作過程如下：發(fā)電機負(fù)載電流減小 時，發(fā)電機電壓升高，經(jīng)變壓器降

14、壓、三相全波整流濾波和橋路分 壓后，測量比較電路的輸出電壓UAB升高。該電壓經(jīng)過一個比例積 分式運算放大器，加到圖4所示的電阻R2和R3之間，輸 出的信號經(jīng)分壓電阻R 1 - R 3成比例轉(zhuǎn)換成正電壓V IN送到-教育-LM331的腳7, LM331部通過比較V IN和V X大小來控制震蕩頻 率。電容CL的放電速率與VX/Rx成比例，也就變成了電路工作 頻率與輸入電壓成比例。UAB越大，V IN越大，則頻率越高。頻率 越高，在寬度一定的情況下，經(jīng)LM386功率放大電路使交流激磁機 激磁線圈的導(dǎo)通比減小，所以交流激磁機的激磁電流I jj減小，而 發(fā)電機的激磁電流I j與I jj成正比，因此，I

15、j減小，發(fā)電機輸出 電壓降低，從而使發(fā)電機輸岀電壓穩(wěn)定在額定圍，完成調(diào)壓功能。若負(fù)載電流增大，則U AB越小，V IN越小，則頻率越低。頻率越 低，在寬度一定的情況下，經(jīng)LM386功率放大電路使交流激磁機激 磁線圈的導(dǎo)通比增大，所以交流激磁機的激磁電流I jj增大，因 此，lj增大，發(fā)電機輸岀電壓升高，完成電壓調(diào)節(jié)功能。當(dāng)發(fā)電機負(fù)載電流不變時，測量比較電路輸岀電壓為0,功率放大 電路輸出脈沖信號的頻率不變，所以發(fā)電機的激磁電流不變，發(fā)電 機輸出電壓保持不變。設(shè)計綜述利用飛機交流電源系統(tǒng)實驗平臺，與某型三級式航空交流發(fā)電機進(jìn) 行對接調(diào)試，試驗結(jié)果表明調(diào)節(jié)器能夠長時間穩(wěn)定可靠的工作，達(dá) 到穩(wěn)定發(fā)電機輸出電壓的要求。調(diào)壓精度穩(wěn)定在U額定±0.5V。利 用Multisim仿真工具 ，得到測量比較電路和振蕩器電路在發(fā)電 機電壓變化時輸出的波形如圖6所示。(a) Uf=UVeU產(chǎn)g圖6中，圖6(a)對應(yīng)發(fā)電機電壓為額定電壓時的波形；在負(fù)載變化 引起發(fā)電機電壓變化時，振蕩電路的輸出波形也隨之發(fā)生變化。負(fù) 載增大，發(fā)電機電壓減小，在輸岀脈沖寬度一定的情況下，工作周 期變窄，如圖6(c)所示)，由式(2)可知，末級大功率晶體管的通比o 增大，交流激磁機的激