基于穩(wěn)態(tài)模型的恒壓頻比控制的交流調速系統的仿真與設計

1、*信息與電氣工程學院課程設計報告 題 目： 基于穩(wěn)態(tài)模型的恒壓頻比控制的交流調速系統的仿真與設計 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 班 級： 姓 名： - 學 號： - 指導教師： - 2015 年 6 月 26 日信息與電氣工程學院課程設計任務書2014 2015 學年第 2 學期專業(yè)：電氣工程及其自動化 班級： 學號 : 姓名： 課程設計名稱： 運動控制系統課程設計 設計題目：基于穩(wěn)態(tài)模型的恒壓頻比控制的交流調速系統的仿真與設計 完成期限：自 2015 年 6 月 15 日至 2015 年 6 月 26 日共 2 周設計依據、要求及主要內容：交流電動機控制系統設計參數（選擇設計任務中第一組設計

2、參數）（1）交流電動機參數： 額定輸出電壓7.5KW 定子繞組額定線電壓380V 定子繞組額定相電流12A 定子繞組每相電阻0.5 定子繞組接線形式Y 轉子額定轉速980rmp 轉子形式：鼠籠式 轉子每相折算電阻：3 轉自折算后額定電流30A 額定功率因素：0.75 電機機電時間常數:2S 電樞允許過載系數1.5（2）環(huán)境條件：電網額定電壓:380/220V; 電網電壓波動10%;環(huán)境溫度:-40+40攝氏度;環(huán)境相對濕度:1090%. （3）控制系統性能指標：調速范圍：D20；電流超調量小于等于5%; 空載起動到額定轉速時的轉速超調量小于等于30%;穩(wěn)速精度：0.03.（基于穩(wěn)態(tài)模型的系統穩(wěn)

3、速精度為.）指導教師（簽字）： 批準日期：2015 年 6月 26日摘要：轉速開環(huán)恒壓頻比控制是交流電動機變頻調速最基本的控制方式，是通用變頻器的基本模式。作為一種常用的變頻調速方法，恒壓頻比控制（簡稱U/F控制）在改變輸出頻率和電壓的同時保持磁通不變，實現電機在較大范圍內的平滑調速運行。該方法能夠滿足大多數場合交流電動機調速控制的要求，并且使用方便，從而得到廣泛的應用。本文通過介紹恒壓頻比變頻調速的原理，應用MATLAB仿真軟件，應用SPWM控制技術實現了異步電動機變頻調速系統的仿真，并且詳細分析了其仿真結果。并根據仿真要求，設計出以C2000系列DSP為核心、IPM智能功率模塊為主要功率器

4、件的實際控制系統。該系統可以通過基于LabVIEW的上位機監(jiān)控系統進行實時監(jiān)控。關鍵字：變頻調速，恒壓頻比，異步電機，MATLAB仿真，DSP，IPM智能功率模塊，上位機監(jiān)控，SPWM目 錄課程設計任務書摘要目錄第一章、概論11.1 變頻調速技術的發(fā)展11.2 變頻調速系統的方案21.3 本文研究內容31.4 設計目的3第二章、恒壓頻比交流調速原理42.1 原理概述42.2 正弦脈寬調制（SPWM）控制理論4第三章、MATLAB仿真部分63.1 電動機參數計算63.2 逆變器傳遞函數83.3 恒壓頻比變頻調速系統模型93.4 系統仿真波形103.5 仿真分析12第四章、硬件設計134.1 變頻

5、調速系統的整體設計134.2 主電路設計144.3 系統保護電路設計194.4 控制電路的設計20第五章、變頻調速系統的軟件設計22DSP生成SPWM波形22系統程序設計25第6章 、總結26參考文獻27附錄28第一章、概 論1.1、 變頻調速技術的發(fā)展交流變頻調速技術相對于變壓調速等其它方法有著明顯的優(yōu)點:調速時平滑性好，效率高; 調速范圍較大，精度高;起動電流低，對系統及電網無沖擊，節(jié)電效果明顯;變頻器體積小，便于安裝、調試、維修簡便;易于實現過程自動化等優(yōu)異特性，在實際中得到了廣泛的應用。20世紀是電力電子變頻技術由誕生到發(fā)展的一個全盛時期。最初的交流變頻調速理論誕生于20世紀20年代，

6、直到60年代，由于電力電子器件的發(fā)展，才促進了變頻調速技術向實用方向的發(fā)展。70年代，席卷工業(yè)發(fā)達國家的石油危機，促使他們投入大量的人力、物力、財力去研究高效率的變頻器，使變頻調速技術有了很大的發(fā)展并得到推廣應用。80年代，變頻調速己產品化，性能也不斷提高，充分發(fā)揮了交流調速的優(yōu)越性，廣泛的應用于工業(yè)各部門，并且部分取代了直流調速。進入90 年代，由于新型電力電子器件的發(fā)展及性能的提高、計算機技術的發(fā)展以及先進控制理論和技術的完善和發(fā)展等原因，極大地提高了變頻調速的技術性能，促進了變頻調速技術的發(fā)展，使變頻調速裝置在調速范圍、驅動能力、調速精度、動態(tài)響應、輸出性能、功率因數、運行效率及使用的方

7、便性等方面大大超過了其他常規(guī)交流調速方式，其性能指標亦已超過了直流調速系統，達到取代直流調速系統的地步。目前 ，交流變頻調速技術以其卓越的調速性能、顯著的節(jié)電效果以及在國民經濟各領域的廣泛適用性，而被公認為是一種最有前途的交流調速方式，代表了電氣傳動發(fā)展的主流方向。變頻調速技術為節(jié)能降耗、改善控制性能、提高產品的產量和質量提供了至關重要的手段。變頻調速理論己形成較為完整的科學體系，成為一門相對獨立的學科。變頻裝置按變換環(huán)節(jié)分有交一直一交系統和交一交系統兩大類，交一直一交系統又分為電壓型和電流型，其中，電壓型變頻器在工業(yè)中應用最為廣泛;按電壓的調制方式分為脈幅調制PAM(Pulse Altitu

8、de Modulation)和脈寬調制PWM(Pulse Width Modulation)兩大類，前者己幾近絕跡，目前普遍采用的是后者。1.2、 變頻調速系統的方案目前典型的變頻調速控制類型主要有四種:恒壓頻比(v均控制，轉差頻率控制，矢量控制，直接轉矩控制。下面分別對這四種調速控制類型進行介紹。早期的變頻系統都是采用開環(huán)恒壓比的控制方式，U/f控制是轉速開環(huán)控制,無需速度傳感器，控制電路簡單，負載可以是通用標準異步電動機，所以通用性強，經濟性好，是目前通用變頻器產品中使用較多的一種控制方式，普遍應用在風機、泵類的調速系統中。但是由于這種控制方法是開環(huán)控制，調速精度不高，低速時因定子電阻和逆

9、變器死區(qū)效應的存在而性能下降、穩(wěn)定性變差。異步電動機轉差頻率控制是一種轉速閉環(huán)控制。利用異步電動機的轉矩與轉差頻率成正比的關系來控制電機的轉矩，就可以達到與直流恒磁通調速系統相似的性能。它的優(yōu)點在于頻率控制環(huán)節(jié)的輸入頻率信號是由轉差信號和實測轉速信號相加后得到的，在轉速變化過程中，實際頻率隨著實際轉速同步上升或下降，因此加、減速更平滑，容易穩(wěn)定。其缺點是由于轉差頻率控制規(guī)律是從異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和穩(wěn)態(tài)轉矩公式推得的，所以存在動態(tài)時磁通的變化不能得到控制、電流相位沒有得到控制等差距，使其不能達到與直流恒磁通調速系統同樣的性能。本世紀70年代西德F.Blaschke等人首先提出矢量控制(FOC

10、)理論，由此開創(chuàng)了交流電動機等效直流電動機控制的先河1習。矢量控制也稱為磁場定向控制，它著眼于電機磁場的直接控制。其主要思想是將異步電動機模擬成直流電動機，通過坐標變換的方法分解定子電流，使之成為轉矩和磁場兩個分量，實現正交或解禍控制，從而獲得與直流電動機一樣良好的動態(tài)調速特性。因為這種方法采用了坐標變換，所以對控制器的運算速度、處理能力等性能要求較高。但在實際上矢量控制運算及轉子磁鏈估計中要使用電動機參數，其控制的精確性受到參數變化的影響，所以精確的矢量控制系統要對電動機的參數進行估計。這種控制方式需要解禍計算和坐標旋轉變換，計算量較大，實現起來困難。在矢量控制系統中，給定量要從直流變?yōu)榻涣?/p>

11、，而反饋量要從交流變?yōu)橹绷髟偌由限D子磁鏈模型、轉子參數的辨識與校正等;因此電機的速度辨識及磁鏈觀測器的實現是矢量控制系統實現的關鍵所在。1985年德國魯爾大學DePenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論(DTC)。直接轉矩控制與矢量控制不同，DTC摒棄了解禍的思想，取消了旋轉坐標變換，簡單的通過檢測電機定子電壓和電流，借助瞬時空間矢量理論計算電機的磁鏈和轉矩，并根據與給定值比較所得的差值，實現磁鏈和轉矩的直接控制。直接轉矩控制技術是用空間矢量的分析方法，直接在定子坐標系計算與控制交流電動機的轉矩，采用定子磁場定向，借助離散的兩點式調節(jié)器產生脈寬調制(PWM)信號，直接對逆變器的開關狀態(tài)進行

12、最佳控制，以獲得轉矩的高動態(tài)性能。這種方法的優(yōu)點在于:直接在定子坐標系上分析交流電動機的數學模型、控制電動機的轉矩和磁鏈，省掉了矢量旋轉變換等復雜的變換和計算。大大減少了矢量控制技術中控制性能易受參數變化影響的問題。但是由于直接轉矩控制系統是直接進行轉矩的砰一砰控制，避開了旋轉坐標變換，控制定子磁鏈而不是轉子磁鏈，不可避免地產生轉矩脈動，降低調速性能，因此只能用在對調速要求不高的場合。同時，直接轉矩系統的控制也較復雜，造價較高。1.3、 本論文的研究內容本文在掌握交流電機變頻調速基本原理的基礎上，對該轉速開環(huán)恒壓頻比的交流調速系統進行基于MATLAB的仿真，采用電機控制專用DSP芯片TMS32

13、0F2812，運用恒壓頻比調速的基本原理，提出了交流電機變頻調速系統的總體設計方案。1.4、 設計目的Ø 應用所學的交、直流調速系統的基本知識與工程設計方法，結合生產實際，確定系統的性能指標與實現方案，進行運動控制系統的初步設計。Ø 應用計算機仿真技術，通過在MATLAB軟件上建立運動控制系統的數學模型，對控制系統進行性能仿真研究，掌握系統參數對系統性能的影響。Ø 在原理設計與仿真研究的基礎上，應用PROTEL進行控制系統的印制板的設計，為畢業(yè)設計的綜合運用奠定堅實的基礎。第二章、恒壓頻比交流調速原理2.1、 原理概述變頻調速系統一般要求在變頻時保持電機氣隙磁通不

14、變，這樣可在允許的電流下獲得最大的轉矩，使電機具有良好的調速性能。交流電機每相定子感應電動勢為 式中，是由電動機結構決定的常數。從式中可見，在改變頻率時要保持氣隙磁通不變，就需要同時改變，使隨變化并保持為固定的常數。因為不能直接檢測和控制，在忽略定子繞組電阻時近似等于電動機端電壓。而和都可以方便地通過變頻器控制，因此僅要求穩(wěn)態(tài)時轉速的調節(jié)，異步電動機變頻調速系統常采用常數的控制，也稱為VVVF控制或恒壓頻比控制。圖2.1 恒壓頻比變頻調速系統原理圖恒壓頻比變頻調速系統的基本原理結構如圖1所示，系統由升降速時間設定G1，U/f曲線，SPWM調制和驅動等環(huán)節(jié)組成。2.2、 正弦脈寬調制(SPWM)

15、控制理論我們期望變頻器輸出的電壓波形是純粹的正弦波形，但就目前的技術，還不能制造功率大、體積小、輸出波形如同正弦波發(fā)生器那樣標準的可變頻變壓的逆變器。目前很容易實現的一種方法是：逆變器的輸出波形是一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，這些波形與正弦波等效，等效的原則是每一區(qū)間的面積相等。如果把一個正弦半波分作n等分，然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的矩形脈沖來代替，矩形脈沖的幅值不變，各脈沖的中點與正弦波每一等分的中點相重合。這樣，有n個等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦波的半周等效，稱為SPWM波形。SPWM波形如圖2.1所示：產生正弦脈寬調制波SPWM的原理是

16、：用一組等腰三角形波與一個正弦波進行比較，如圖2.2所示，其相交的時刻(即交點)作為開關管“開”或“關”的時刻。正弦波大于三角波時，使相應的開關器件導通；當正弦波小于三角載波時，使相應的開關器件截止。圖2.2與正弦波等效的等幅脈沖序列波圖2.3 SPWM控制的基本原理圖第三章、MATLAB仿真部分3.1、電動機參數計算額定轉差率： 臨界轉差率： 額定相電壓與額定轉子折算相電流之間相位差角正切為 額定理想空載電流的標幺值為： 定子與轉子的電壓變比為： 修正系數為: 電動機的短路漏抗為： 定子的每項電阻為： 折算到定子側的轉子每相電組為： 定子每相漏抗和折算到定子側的轉子每相漏抗為： 因此：折算到

17、轉子側的電動機每相漏抗和每相電阻為： 3.2、 逆變器傳遞函數其中 ， （、為電機定子每相電阻、折算到定子側的電機轉子每相電阻；為電機定子每相漏感、折算到定子側的電機轉子每相漏感） 參數相關計算如下：（1） 電機額定轉矩 N.m（2） 定子電抗=2.88（3） L 即 = =9.2 mh（4） 平波電抗器電感 mh （對于三相全控電路=0.693 =5%）（5） 已知=0.5 =3 綜合以上數據求得=0.14 =0.053從而逆變器傳遞函數=3.3、 恒壓頻比變頻調速系統模型圖3.1恒壓頻比變頻調速系統的仿真模型（1） LooKup Table模塊：模型中函數發(fā)生器LooKup Table用于

18、產生與頻率f相應的電壓信號u，函數表達式為式中，為電機額定電壓；為起動時的補償電壓；為電機額定頻率。圖3.2 U/f曲線（2） 函數模塊,經匯總的變量輸入三個函數模塊產生三相調制信號,再經PWM Generator 模塊產生逆變器的驅動脈沖，經逆變器得到三相可調電壓，控制電機的起動和運行。（3） 逆變橋電源部分原設計采用三相不控整流提供系統主電路電源，采用大電容串并聯濾波，得到整流電壓Ud 為簡化仿真電路，減小軟件計算量，直接用514V直流電源代替三相不控整流加濾波的部分。 3.4、系統仿真波形在給定頻率50Hz、電動機空載起動的情況下，仿真結果如下圖所示。圖3.3分別為系統逆變出來的三相電流

19、、電動機轉速、轉矩的波形圖3.4 逆變橋觸發(fā)脈沖圖3.5 三相調制波3.5、仿真分析從以上三幅輸出波形圖結果可以看出，系統基本達到設計要求，輸出波形十分接近于理論波形。從圖中可以看到電動機轉速基本按曲線的設定上升，但是起動中轉速和轉矩的波動很大。從逆變器輸出電流的波形中可以看到，輸出電流的頻率變化呈現出不規(guī)則。在頻率變化的邊界上，正弦調制信號和轉速都發(fā)生了畸變，這是因為頻率變化的時刻不一定是發(fā)生在調制信號一個完整周期的末尾，在調制正弦信號一周期尚未結束時，頻率發(fā)生了變化就可能使下一周期信號的前半周期變寬或變窄，使相應的一周期頻率減小或增加。進一步比較頻率變化時刻的三相電壓波形，這時的三相電壓的

20、相序也可能異常，出現瞬時的負相序，電動機也產生了負的轉矩，從而使電動機的轉矩和轉速發(fā)生急劇波動。延長起動時間，波動的情況可以減小，但是波動還是存在的。第四章、硬件設計4.1、變頻調速系統的整體設計本文設計的系統以TI公司的TMS320F2812為控制核心，其總體設計圖如圖4.1M限流起動電壓檢測IPM故障保護泵升控制過欠壓保護驅動電路光電耦合頻率輸入中央處理器故障保護PWMIO接口IO接口圖4.1 整體系統設計其中主電路部分由整流電路、濾波電路、逆變電路(和IPM驅動電路與吸收電路組成。幾其工作原理是把單相交流電壓通過不可控整流模塊變?yōu)橹绷麟妷?，整流后的脈動電壓再經過大電容濾波后成為穩(wěn)定的基于

21、DSP的交流電機變頻調速系統的設計直流電壓。IPM逆變電路對該直流電壓進行斬波，形成電壓和頻率均可調的三相交流電，提供給電機。系統保護電路包括過壓、欠壓保護、限流啟動、IPM故障保護與泵升控制等。過壓，欠壓保護是利用電阻分壓采集母線電壓，與規(guī)定值相比較;限流啟動是由于開啟主回路時，大電容充電瞬間引起的電流過大，這樣可能會損壞整流橋，因此在主回路上串聯限流電阻R1，當電容電壓達到規(guī)定值時，啟動繼電器把R1短路，主回路進入正常工作狀態(tài);IPM故障保護是IPM內部集成的各種保護功能，包括過電流保護功能、短路保護功能、控制電源欠電壓保護和管殼及管芯溫度過熱保護。把上述各種故障信號進行綜合處理后形成總的

22、故障信號送入DSP (TMS320F2812)的PDPINTA故障中斷入口，進而封鎖DSP的PWM波輸出。 控制電路包括DSP最小系統電路、頻率輸入電路、光耦隔離電路等。最小系統由DSP本身和外擴的數據SRAM,程序SRAM、復位電路、晶振、譯碼電路、電源轉換電路和仿真接口JTAG電路組成，仿真接口JTAG電路是為了實現在線仿真，同時在調試過程裝載數據代碼和程序代碼;頻率輸入電路可以設置系統要輸出的SPWM波的頻率;光耦隔離電路是為了把DSP輸出的弱電信號和主電路的強電信號進行可靠隔離。4.2主電路的設計主電路原理圖如圖3-2所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路(IPM)和IPM的吸收電路組成

23、。主電路采用典型的交一直一交電壓源型通用變頻器結構，輸入功率級采用單相橋式不可控整流電路RB1，整流輸出經中間環(huán)節(jié)大電容濾波，獲得平滑的直流電壓。逆變部分通過功率器件IGBT的導通和關斷，輸出交變的脈沖電壓序列。由于功率器件開關頻率過高，會產生電壓尖脈沖，因此需要吸收電路來消除該尖峰。圖4.2 系統主電路4.2.1 整流電路整流電路由6個整流二極管組成三相不可控整流橋，它們將電源的三相交流全波整流成直流。整流二極管的計算，通過二極管的峰值電流: (4-1) 流過二極管電流的有效值: (4-2) 二極管電流定額:=48一72A (4-3)考慮濾波電容的充電電流影響，要有更大的電流裕量，選用整流二

24、極管的電壓定額: (4-4) 選用1000V。根據上面計算的電壓和電流以及市場價格和供貨情況，實際選用的單相整流橋為60A, 1000V.4.2.2 濾波電路在整流電路中輸出電壓是脈動的，另外，在逆變部分產生的脈動電流和負載變化也使得直流電壓產生脈動，為了將其中的交流成分盡可能的濾除掉，使之變成平滑的直流電，必須在其后加上一個低通濾波電路。這里采用常用的電容濾波電路，在整流輸出端并入大電容，整流輸出直流電壓含有很多偶次諧波，頻率越高，電容容抗越小，分流作用越大，諧波被濾除的就越多，輸出電壓的平均值就越大。濾波電容除了濾除整流后的電壓紋波外，還在整流電路與逆變器之間起去耦作用，以消除相互干擾，這

25、就給作為感性負載的電動機提供必要的無功功率。因而，中間直流電路電容器的電容量必須較大，起到儲能作用，所以中間直流電路的電容器又稱儲能電容器。在沒有加入濾波電容時，單相整流橋輸出平均直流電壓為: (4-5) 加上濾波電容后，的最高電壓可達交流線電壓的峰值: (4-6)假設輸入電壓的波動范圍為200V 240V，當輸入電壓對應240V的輸入，整流后的電壓為324V。又設電源功率因數為0.9，那么每一個周期，電容吸收的能量為: (4-7)式中為電機輸出功率，為峰值電壓，為最小交流輸入電壓?？紤]到紋波的需要，最小的交流輸入電壓應該在200V以上，所以有: (4-8)濾波電容理論上講越大越好，實際中考慮

26、價格我們選擇4個450伏330uf的電解電容，分別兩個并聯后再2個串聯，最后等效為一個耐壓900伏330uf的電容。并聯在電容兩端的為均衡電阻，由于電容的各個參數不是完全相同，此均衡電阻使串聯的電容分壓相同，同時在電源關斷時，給電容提供一個放電回路，此電阻阻值選用47。 發(fā)光二極管DS1除了表示電源是否接通以外，還有一個十分重要的功能，即在主電路切斷電源后，顯示濾波電容上的電荷是否已經釋放完畢。由于濾波電容的容量較大，而切斷電源又必須在逆變電路停止工作的狀態(tài)下進行，如果濾波電容沒有快速放電的回路，其放電時間往往長達數分鐘。又由于濾波電容上的電壓較高，如電荷不放完，將對人身安全構成威脅。4.2.

27、3 逆變電路逆變電路的功率開關器件選用的是以絕緣柵雙極晶體管(IGBT)為核心的智能功率模塊(IPM) 。IGBT是80年代出現的新一代復合型電力電子器件，它集合了MOSFET和GTR的優(yōu)點，適合于高速、低功耗的場合，如電機控制，開關電源等。IGB T具有耐壓高、電流大、開關頻率高、導通電阻小、控制功率小等特點。而智能功率模塊仁IPM)是將大功率開關器件和驅動電路、保護電路、檢測電路等集成在同一個模塊內，是電力集成電路PIC的一種。目前的IPM一般采用IGBT作為大功率開關器件。(1) IPM的主要特性采用低飽和壓降，高開關速度，內設低損耗電流傳感器的IGBT功率器件。該電流傳感器是射極分流式

28、采樣，電阻上流過的電流很小，且與開關流過的大電流成確定比例關系，從而可代替一般要外接的電流互感器，如霍爾電流傳感器等檢測元件。同時飽合壓降和開關速度之間的關系達到最優(yōu)化，具有足夠的安全工作區(qū)，能很好地滿足由控制IC給出的保護范圍。采用單電源邏輯電壓輸入優(yōu)化的柵極驅動，實行RTC(實時邏輯柵區(qū))控制模式。以嚴密的時序邏輯監(jiān)控保護，可防止過電流、短路、過熱及欠電壓等故障發(fā)生。帶RC信號干擾抑制和電源干擾抑制。IPM內置各種保護功能。只要有一個保護電路起作用，IGBT的門極驅動電路即關閉，同時產生一個故障信號，可送至DSP進行相應處理。 三相橋臂;內含續(xù)流二極管;內置驅動電路、保護電路和報警輸出電路

29、。(2) IPM的選取IGBT正反向峰值電壓為: (4-9) IGBT電壓定額為: (4-10) 式中:1.5安全裕量 1.2考慮大電容濾波后的電感升高系數IGBT通態(tài)峰值電流為: (4-11)IGBT電流定額為: =1.5 x1.2 x42.4=76.32A (4-12) 式中:1.5安全裕量 1.2考慮電機的過載倍數故可選用三菱公司75A/1000V的IPM模塊，型號為PM75RS120E(3)續(xù)流電路續(xù)流二極管的主要功能有:電動機的繞組是電感性的，其電流具有無功分量。續(xù)流二極管為 無功電流返回直流電源提供“通道”。當頻率下降、電動機再生制動狀態(tài)時，再生電流將通過續(xù)流二極管返回直流回路。I

30、GBT (Q1Q6)進行逆變的基本工作過程:同一橋臂的兩個逆變管，處于不停的交替導通和截止的狀態(tài)。在這交替導通和截止的換相過程中，也不時地需要續(xù)流二極管提供通路。(4)IPM逆變器開關頻率的確定在變頻調速系統中，采用SPWM逆變電路可以大大降低逆變電路輸出電壓的諧波，使逆變電路的輸出電流接近正弦波。諧波的減少取決于逆變電路功率元件的開關頻率，而開關頻率則受器件開關時間的限制。盡管智能功率模塊IPM的開關頻率可達10 -20kHz，但在確定逆變電路開關頻率時，除了應使逆變電路輸出接近正弦波，還要考慮器件的開關損耗，以保證變頻調速系統具有較高的效率。因此，必須全面衡量后再確定采用IPM的逆變電路的

31、開關頻率。本系統開關頻率選用10kHz.4.2.4以IPM為功率器件的驅動電路圖4.3 IPM輸入信號驅動及故障返回電路（1）驅動電源當控制信號(柵極驅動)與主電流共用一個電流路徑時，由于主回路有很高的di/dt，至使在具有寄生電感的功率回路產生感應電壓，而導致可能感應到柵極把本來截止的IGBT導通。因此IPM驅動電源需要采用四組隔離電源。上橋臂每相各用一組電源，下橋臂三相共用一組。驅動電源電壓在13. 5V-16. 5V之間，IPM能夠正常工作。若電源電壓高于16. 5V，則IGBT因驅動電源電壓過高，保護性能得不到充分的保證，高于20V時IGB T管的柵極會損壞，因此絕對不能加如此高的電壓

32、。若電源電壓低于13. 5V, IGBT驅動電源電壓不足，這時控制信號為無效操作。典型的工作電壓一般取15V。 (2)控制信號輸入控制電路電流與開關頻率有關、見表3-1，因此控制端加一個上拉電阻。上拉電阻應盡可能小以避免高阻抗IPM拾取噪聲，但又要足夠可靠地控制IPM。 在PWM信號輸入端必須用高速光耦進行隔離，一般取光耦的開關速度" < 0.8S、共模抑制比CMR > 。 (3) IPM的自保護功能 IPM內部集成自保護功能，共有4路保護，分別是上橋臂三路保護UFO,VFO I WFO，下橋臂公用保護F。每個保護都包括過溫、過流、欠壓、短路保護。如果其中有一種保護電路動

33、作，IGBT柵極驅動單元就會關斷電流并輸出一個故障信號。4.3 系統保護電路的設計為了提高系統的可靠性及更好的保護IGBT管，我們須設置一套快速而準確的保護環(huán)節(jié)以防止各種故障。在此，針對這些問題，設計了系統過壓、欠壓保護、限流起動、工頻故障保護等電路。所有的保護電路的故障信號輸出相與，所得的信號送入DSP的PDPINTA中斷口，當DSP的PDPINTA管腳接收到低電平信號，DSP將做出相應的中斷處理，立即封鎖PWM輸出及停止運行。由于保護電路屬于系統的弱電控制部分，而故障信號又是從主電路中取出的，為保證系統工作穩(wěn)定應實行弱電和強電隔離，即使兩者之間既保持控制信號聯系，又要隔絕電氣方面的聯系。這

34、就要求我們在設計保護電路的同時應該考慮抗干擾問題。以下將分別介紹各個保護裝置。 4.3.1 IPM故障保護電路IPM有內置保護電路以避兔因系統失控或過載而使功率器件損壞，內置保護功能的框圖如圖4.4所示。如果IPM模塊其中有一種保護電路動作，IGBT柵極驅動單元就會關斷電流，并輸出一個故障信號Fo。 欠壓驅動 過濾 短路溫度控制過溫 圖4.4 IPM內部保護電路4.3.2 限電流啟動此電路是用來防止在開啟主回路時，由于儲能電容大，加之在接入電源時電容器兩端的電壓為零，故當主電路剛合上電源的瞬間，濾波電容器的充電電流是很大的，過大的沖擊電流將可能使整流橋的二極管損壞。因此為了保護整流橋，在主電路

35、上串接入限流電阻R1，當濾波電容上的電壓達到電機正常運行的65%時，電壓繼電器常開觸頭閉合，將電阻短路，結束限流起動過程，進入正常運行狀態(tài)。4.4 控制電路的設計DSP2812是TI公司新推出的功能強大的TMS320F2812的32位定點DSP，是TMS320LF2407A的升級版本，最大的特點是速度比TMS320LF2407A有了質的飛躍，從最高40M躍升到TMS320F2812的150M，處理數據位數也從16位定點躍升到32位定點。最大的亮點是其擁有EVA、EVB事件管理器和配套的12位16通道的AD數據采集，使其對電機控制得心應手。再加上豐富的外設接口，如CAN、SCI等，在工控領域占有

36、不少份額4.4.1 DSP（TMS320LF2812)的最小系統電路DSP最小系統是指既沒有輸入通道，也沒有輸出通道，同時也不與其它系統進行通信的DSP系統。DSP最小系統的設計是DSP硬件設計中的最基本，也是最重要的一步。它主要包括:電源電路、時鐘電路、復位電路、仿真接頭、擴展SRAM等。DSP最小系統框圖如圖4.5所示。（原理圖見附錄）JTAG接口 程序電源監(jiān)控DSPTMS320F2812數據時鐘EEPROM復位電平變換圖 4.5 最小系統框圖4.4.2 DSP外圍接口電路設計串行接口的設計串行接口電路如圖4.6，我們通過一片MAX232構成串行通信接口。MAX232是雙路驅動/接收器，內

37、部包括電容型的電壓生成器，可以將5V電源轉換成符合EIA/T工A-232-E的電壓等級。接收器將EIA/T工A-232-E標準的輸入電平轉換成5VTTL/CMOS電平。接收器的典型臨界值是1.3V，典型磁滯是0.5V。發(fā)送器將TTL/CMOS輸入電平轉換成EIA/TIA-232-E電平。這樣就可以實現下位機與上位機之間的通信。 圖4.6串口電路圖第五章、變頻調速系統的軟件設計系統控制能力的優(yōu)劣很大程度取決于軟件可靠性和通用性之外，滿足實時性的前提下，還要具有很好的實時性，控制軟件還應具有靈活性。本系統軟件采用了自上而下、從整體到局部的設計思想，采用模塊化設計方案，使程序思路清晰，可讀性強。5.

38、1 DSP生成SPWM波形(1)控制寄存器設置控制寄存器是指為產生SPWM波而需要設置的事件管理器(EUA)中的特殊功能寄存器。為了得到期望中的理想波形輸出，不但要求有正確的算法，正確地設置控制寄存器同樣也是極其關鍵的。控制寄存器的設置順序為:a設置定時周期寄存器T1PR。b設置死區(qū)時間控制寄存器DB TCON。c初始化GMPRx Cx=1, 2, 3)。d設置比較控制寄存器GOMCON。e設置定時器工控制寄存器T1CON。f在每個采樣周期重寫CMPRx (x=1. 2, 3)。（2) DSP生成SPWM波的基本設計思想利用TMS320F2812生成SPWM波的基本設計思想是利用DSP的事件管

39、理器(EUA)中的3個比較單元、通用定時器么死區(qū)發(fā)生單元以及輸出邏輯來生成三相六路SPWM波，經6個復用的IO引腳輸出，EVA內部PWM生成電路框圖如圖4-4-1所示。TMS320F2812的定時器有4種工作方式，當以如圖4-2所示的持續(xù)向上/下計數方式工作時，將產生對稱的PWMl波輸出。在這種計數方式下，計數器的值由初值開始向上跳增，當到達T1PR值時，開始遞減跳變，直至計數器的值為零時又重新向上跳增，如此循環(huán)往復。在計數器跳變的過程中，計數器的值都與比較寄存器CMPRxCx =1, 2 ,的值作比較，當計數器的值與任一比較寄存器的值相等，則對應的該相方波輸出發(fā)生電平翻轉，如圖4-4-2所示

40、，在一個周期內，輸出的方波將發(fā)生兩次電平翻轉。從圖4-4-2還可以看出插入死區(qū)時間后波形的變化情況，死區(qū)的寬度從0-12s可調。系統中考慮到所用功率器件的開通和關斷時間(最大關斷時間為設定PWM波的死區(qū)時間為6.4s，只要在每個脈沖周期根據在線計算改寫比較寄存器CMPR的值，就可實時地改變PWM脈沖的占空比。死區(qū)配置寄存器 內部總線比較單元1比較單元2比較單元3脈沖模擬產生器對稱PWM不對稱PWM空間矢量PWM通用定時器1 死區(qū)單元輸出邏輯PWM1 D DTDH1 PWM2DTDH2 PWM3DTDH3 PWM4 DTDH4PWM5 DTDH5 PWM6 DTDH6 圖5.1 PWM生成電路框圖5.2 系統程序設計本系統的軟件主要有兩部分組成:一、上位機監(jiān)控程序;二、下位機控制程序。上位機負責電機參數的