頻域干擾抑制技術(shù)對(duì)測(cè)量接收機(jī)測(cè)量精度影響

1、頻域干擾抑制技術(shù)對(duì)測(cè)量接收機(jī)測(cè)量精度影響摘 要:選用門(mén)限檢測(cè)方式的頻域干擾抑制算法 (FDIS , 將其應(yīng)用于測(cè)量型接收機(jī)中。 通過(guò)仿真,分析了不同干擾類(lèi)型被抑制后信號(hào)的相關(guān)性變化、環(huán)路測(cè)量精度變化。仿真結(jié)果 顯示,頻域干擾抑制技術(shù)可以對(duì)干信比為 50 dB的干擾信號(hào)進(jìn)行抑制。剔除干擾譜線(xiàn)會(huì)造成 信號(hào)能量損失,不同類(lèi)型干擾信號(hào)對(duì)測(cè)量精度影響程度存在差別,窄帶干擾影響最大。受到 影響的測(cè)量值仍滿(mǎn)足精度要求。關(guān)鍵詞:頻域干擾抑制;測(cè)量精度;窄帶干擾;測(cè)量型接收機(jī)0 引言近幾年衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)發(fā)展較快,全球已經(jīng)擁有四個(gè)獨(dú)立的導(dǎo)航系統(tǒng),統(tǒng)稱(chēng)為全球?qū)Ш叫l(wèi) 星系統(tǒng)(Global Navigation Sate

2、llite System, GNSS 。相比早期單一系統(tǒng), GNSS 為用戶(hù) 提供了更多可用衛(wèi)星和可用信號(hào)頻點(diǎn)。測(cè)量型接收機(jī)在作業(yè)時(shí)需要持續(xù)穩(wěn)定接收衛(wèi)星信號(hào), 早期基于單一系統(tǒng)的測(cè)量型接收機(jī)會(huì)盡量選擇開(kāi)闊、 無(wú)遮擋的環(huán)境進(jìn)行作業(yè), 而 GNSS 為測(cè)量 型接收機(jī)提供更多衛(wèi)星、信號(hào)頻點(diǎn)數(shù)量,這使測(cè)量型接收機(jī)改善了解算精度,同時(shí)擴(kuò)展了使 用范圍。目前測(cè)量型接收機(jī)用途十分廣泛,如工程測(cè)量、工程形變監(jiān)測(cè)和資源勘查等,隨著 技術(shù)的不斷提高,其用途也發(fā)展到城市道路、建筑工程測(cè)量等,所以其作業(yè)環(huán)境很復(fù)雜,有 時(shí)無(wú)法隨意選擇,這就面臨著環(huán)境中的電磁干擾問(wèn)題。寬帶干擾在作業(yè)環(huán)境中不常見(jiàn) , 多數(shù)為人為有意干擾,

3、 同時(shí)也很難在數(shù)字基帶部分有效濾 除。實(shí)際環(huán)境中常見(jiàn)的干擾形式為連續(xù)波干擾、掃頻連續(xù)波干擾,白噪聲窄帶干擾等,是作 業(yè)中實(shí)際面對(duì)的電磁干擾類(lèi)型。本文將這幾種干擾類(lèi)型作為抑制對(duì)象,研究濾波算法應(yīng)用后 的影響。導(dǎo)航接收機(jī)抗干擾的方法較多,如在天線(xiàn)、射頻、基帶等不同環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn),時(shí)域、空域、 頻域有不同算法處理等,研究的關(guān)注點(diǎn)主要是干擾抑制能力強(qiáng)弱及對(duì)導(dǎo)航定位解算精度的影 響,而位置解算精度主要是關(guān)注對(duì)偽距的影響程度。測(cè)量型接收機(jī)為提高位置精度,主要采 用載波觀(guān)測(cè)量、差分解算的方式完成位置計(jì)算,如果因抗干擾而加入干擾濾波算法,會(huì)對(duì)載 波觀(guān)測(cè)量精度有何影響,這是目前研究中很少關(guān)注的。本文通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn),在數(shù)

4、字中頻信號(hào)中加入固定功率的干擾信號(hào),使用頻域干擾抑制技 術(shù)進(jìn)行抗干擾處理,分析干擾抑制后信號(hào)的相關(guān)性變化;建立跟蹤模型,跟蹤剔除干擾的信 號(hào),分析碼環(huán)、載波環(huán)相位測(cè)量精度的變化情況。1 頻域干擾抑制技術(shù)頻域干擾抑制思路比較簡(jiǎn)單,將信號(hào)進(jìn)行頻域變換,在頻域內(nèi)分析信號(hào)及干擾的幅頻特 性,使用一定方法對(duì)確認(rèn)為干擾的譜線(xiàn)分量進(jìn)行抑制,達(dá)到消除干擾的目的。頻域干擾抑制 方法最簡(jiǎn)單且常用的實(shí)現(xiàn)方式為設(shè)置檢測(cè)門(mén)限,將超出門(mén)限值的譜線(xiàn)分量定為干擾部分并進(jìn) 行處理。衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)經(jīng)過(guò)長(zhǎng)距離傳輸后到達(dá)用戶(hù)端時(shí)衰減很大,信號(hào)功率低于環(huán)境噪聲功 率,因此用戶(hù)接收的主要是白噪聲信號(hào),而白噪聲的頻譜是平坦的,這非常適合于使

5、用門(mén)限 檢測(cè)的方式進(jìn)行頻域干擾抑制處理。 文獻(xiàn) 1中提出了重疊選擇頻域干擾抑制方法, 并使用此 方法對(duì) GPS 信號(hào)進(jìn)行抗干擾處理,其核心思路。主要組成部分為:時(shí)頻域變換(FFT/IFFT 、數(shù)據(jù)序列加窗、干擾門(mén)限生成及干擾抑制、 重疊合成結(jié)構(gòu)。時(shí)頻域變換部分主要是將需要處理的衛(wèi)星數(shù)據(jù)序列轉(zhuǎn)換到頻域,并對(duì)頻域譜線(xiàn)幅度進(jìn)行 干擾分析及濾除,處理后的數(shù)據(jù)通過(guò)反變換的方式轉(zhuǎn)換到時(shí)域供后續(xù)處理部分使用。數(shù)字時(shí) 頻變換方法主要采用 FFT/IFFT實(shí)現(xiàn), 設(shè)計(jì)時(shí)重點(diǎn)考慮算法的計(jì)算量、 資源消耗程度、 計(jì)算點(diǎn) 數(shù)幾個(gè)部分。計(jì)算點(diǎn)數(shù)選取越多,頻譜的分辨率越精確,消耗的資源或計(jì)算量越大,因此可根據(jù)實(shí)際情況合理

6、設(shè)計(jì)。由于 FFT 計(jì)算對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行分塊處理,相當(dāng)于乘以矩形窗函數(shù),當(dāng)信號(hào)頻率點(diǎn)與 FFT 的分 析頻率點(diǎn)不重合時(shí),會(huì)引起信號(hào)頻譜泄露。處理頻譜泄露的方法就是使用窗函數(shù)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行 加權(quán),抑制其旁瓣幅度。不同的窗函數(shù)具有不同的旁瓣衰減幅度,同時(shí)其主瓣寬度也發(fā)生變 化,當(dāng)旁瓣能量降低時(shí),主瓣能量增加,主瓣寬度也將變寬,如果是剔除干擾信號(hào),將有更 多的譜線(xiàn)被剔除 2。 設(shè)計(jì)時(shí)可根據(jù)需要抑制的干擾強(qiáng)度合理選擇窗函數(shù), 平衡主瓣寬度及旁 瓣抑制能力的關(guān)系。加窗可以抑制頻譜能量泄露,但因窗函數(shù)序列兩端平滑減小至零,加權(quán)后會(huì)造成分塊數(shù) 據(jù)在連接處的能量損失, 重疊合成處理就為解決這一問(wèn)題。 文獻(xiàn) 1中采用兩路

7、 50%延遲重疊 選擇的方法進(jìn)行信號(hào)能量補(bǔ)償, 50%延遲因計(jì)算量適中而使用較多, 合成結(jié)構(gòu)除重疊選擇外也 可使用重疊相加的方式,且重疊相加可以獲得更小的能量損失 3。干擾抑制算法采用 N-sigma 方法 1, 此方法利用信號(hào)的頻域幅度的統(tǒng)計(jì)值計(jì)算干擾抑制 門(mén)限,計(jì)算公式如下:式中:cale 為對(duì)數(shù)譜線(xiàn)幅度均值; cale 為對(duì)數(shù)譜線(xiàn)幅度標(biāo)準(zhǔn)差; N 為自適應(yīng)調(diào)節(jié)因子。 N取值取決于幅度標(biāo)準(zhǔn)差 cale 的值, 按不同情況將標(biāo)準(zhǔn)差劃分為預(yù)設(shè)的四個(gè)等級(jí), 根 據(jù)不同等級(jí)設(shè)計(jì) N 為不同取值,當(dāng)干擾功率越強(qiáng)、干擾數(shù)量增多時(shí),綜合信號(hào)的標(biāo)準(zhǔn)差會(huì)較 大,此時(shí) N 取值較小,反之當(dāng)干擾功率較弱時(shí),標(biāo)準(zhǔn)

8、差也會(huì)變小,此時(shí) N 取值較大,確保包 含全部有用信號(hào)。計(jì)算公式如下。抑制技術(shù)可以選用直接置零或等比例鉗位兩種方法,直接置零方式將引起較多的信號(hào)能 量損失,等比例鉗位方式雖然可以減少信號(hào)能量損失,但也會(huì)殘留干擾信號(hào)能量,相位信息 也將受到干擾,會(huì)對(duì)后期信號(hào)誤碼率產(chǎn)生一定影響。本文仿真中設(shè)計(jì)的頻域干擾抑制方法參數(shù)如表 1。2 信號(hào)相關(guān)性仿真2.1 信號(hào)及干擾模型衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)原理上是一個(gè)基于碼分多址的直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng),無(wú)噪聲的輸入信號(hào) 可表述為:式中:A 為信號(hào)幅度, D 為調(diào)制信息碼, C 為偽隨機(jī)碼, f 為載波頻率, 為信號(hào)相位。 數(shù)字化的輸入信號(hào)在移除多普勒值后其序列相關(guān)函數(shù)如式 (4

9、所示 4:式中:N 為序列長(zhǎng)度; Tc 為偽碼碼寬; 為序列時(shí)延。即序列延時(shí)在正負(fù)一個(gè)碼片內(nèi)的自相關(guān)峰為三角函數(shù)形式。最常見(jiàn)干擾形式為窄帶干擾,單音干擾是窄帶干擾的一種特殊形式,其模型可表述為:通過(guò)調(diào)整參數(shù) Aj1、 fj 可改變干擾信號(hào)的功率和干擾頻點(diǎn)位置。窄帶干擾可由高斯白噪聲通過(guò)一個(gè)窄帶數(shù)字濾波器來(lái)產(chǎn)生,窄帶數(shù)字濾波器可用 M 階自 回歸 (AR模型實(shí)現(xiàn)。干擾信號(hào)表達(dá)式為 5:2.2 相關(guān)性仿真圖 2所示為頻域?yàn)V波后信號(hào)相關(guān)性仿真流程,無(wú)噪聲信號(hào)與干擾信號(hào)合成后送入頻域干 擾抑制模塊,經(jīng)干擾分析抑制后與本地載波混頻,分析去除干擾后信號(hào)的相關(guān)性變化。仿真條件為:輸入信號(hào)偽碼速率 10.23

10、 MHz;采樣率 21 MHz;信噪比 -30 dB;干信比 50 dB ;仿真時(shí)間 1 ms。輸入信號(hào)為不同中心頻點(diǎn)的窄帶干擾:窄帶截止帶寬 1.2 MHz(7.38.5,通帶帶寬 1 MHz(7.48.4;窄帶截止帶寬 1.2 MHz(2.03.2,通帶帶寬 1 MHz(2.13.10。干擾中心頻點(diǎn) 在不同位置時(shí)相關(guān)性與原信號(hào)相關(guān)性比對(duì)。從圖 3可以看出,當(dāng)窄帶信號(hào)中心頻點(diǎn)離信號(hào)中心頻點(diǎn)近時(shí),相關(guān)峰能量損失更多,且 曲線(xiàn)的旁瓣上升較大,即信號(hào)的低頻部分能量較高,且低頻部分決定信號(hào)單脈寬內(nèi)的幅度平 坦程度;而高頻部分能量占比相對(duì)減少,高頻部分更多影響信號(hào)脈寬的邊沿陡峭程度。 圖 4所示為不同

11、帶寬窄帶干擾影響比對(duì)。窄帶通帶起點(diǎn) 2.1 MHz;過(guò)渡帶寬度 0.1 MHz; 帶寬取值為 0.3 MHz、 0.6 MHz、 0.9 MHz、 1.2 MHz。從圖中可以看出,窄帶干擾時(shí)相關(guān)峰損 失較大,因窄帶干擾頻點(diǎn)接近信號(hào)中心頻點(diǎn),信號(hào)低頻譜線(xiàn)損失較多,所以旁瓣較高,其中 0.3 MHz帶寬時(shí)信號(hào)能量損失較大,原因是其帶寬較窄,加窗后干擾旁瓣能量抑制不理想, 而設(shè)置的分段加權(quán)因子在此條件時(shí)較小,導(dǎo)致生成門(mén)限較低,將窄帶干擾外的一部分有用信 號(hào)剔除所致。圖 5為不同類(lèi)型信號(hào)經(jīng)過(guò)干擾抑制模塊后信號(hào)相關(guān)峰的變化,輸入類(lèi)型為無(wú)干擾信號(hào)、 信號(hào) +高斯白噪聲、單音信號(hào)、窄帶信號(hào)。在沒(méi)有干擾及白噪

12、聲時(shí),信號(hào)的相關(guān)峰值最高;當(dāng) 含有白噪聲后信號(hào)的相關(guān)峰值下降,旁瓣能量升高,這主要是受到噪聲影響,信號(hào)延時(shí)超過(guò) 一個(gè)碼片后的正交性變差, 其主瓣、 旁瓣兩側(cè)不對(duì)稱(chēng), 是因?yàn)椴蓸宇l率稍大于信號(hào)頻率 2倍, 采樣點(diǎn)相位受噪聲影響較大,在一次積分時(shí)間內(nèi)樣點(diǎn)的相關(guān)曲線(xiàn)會(huì)有較大的波動(dòng);單音干擾 抑制后相關(guān)峰值有所下降,但其旁瓣較小;窄帶干擾抑制后旁瓣左右對(duì)稱(chēng),旁瓣能量有較大 增長(zhǎng),最大旁瓣能量與含白噪聲時(shí)的旁瓣接近。3 環(huán)路測(cè)量精度仿真3.1 仿真模型添加跟蹤環(huán)路模型,仿真流程變化。為進(jìn)行環(huán)路仿真,對(duì)仿真模型進(jìn)行修改,添加噪聲項(xiàng)干擾,輸入信號(hào)模型變化為: sin(t=s(t+n(t+j(t,其中 n(t

13、為加性高斯白噪聲。碼環(huán)選用二階非相干超前減滯后延遲鎖定環(huán),鑒相器表示 6:式中 |E|、 |L|為超前、滯后支路的相干積分幅值; d 為超前滯后支路碼片間隔。噪聲帶寬與濾波器振蕩頻率關(guān)系式為 Bn=0(42+1/(8 , 為阻尼系數(shù)。載波環(huán)選用三階科斯塔斯鎖相環(huán),鑒相器表示為:噪聲帶寬與濾波器振蕩頻率關(guān)系式 Bn=0/1.2。穩(wěn)定跟蹤時(shí)環(huán)路參數(shù)選擇為:載波環(huán)噪聲帶寬 12 Hz;碼環(huán)噪聲帶寬 0.2 Hz;碼環(huán)超前 滯后間隔 1碼片;環(huán)路積分時(shí)間 1 ms?？墒褂脽嵩肼暪浪愎接?jì)算環(huán)路測(cè)量精度大小,載波環(huán)熱噪聲估算公式為 7:式中:載噪比 C/N0值約 43 dBHz(信噪比 -30 dB 、

14、 帶寬 21 MHz ; Bfe 為射頻帶寬取值 21 MHz ; TC 為偽碼序列碼片寬度,約 97.75 ns。3.2 仿真結(jié)果選用不同干擾信號(hào)作為輸入條件,通過(guò)計(jì)算測(cè)量歷元輸入信號(hào)與本地信號(hào)偽碼、載波的 相位差值,分析碼環(huán)、載波環(huán)的測(cè)量精度。選取的干擾類(lèi)型為連續(xù)波干擾 (CWI、掃頻干擾 (SFI、 1 MHz 寬度的窄帶干擾 (NBI。其 中 CWI 頻點(diǎn) 2.140 223 MHz ; SFI 起點(diǎn) 2.140 223 MHz ,掃頻速率 40 kHz ; NBI 起點(diǎn) 2.1 MHz , 通帶帶寬 1 MHz。仿真時(shí)間為 30 s ,測(cè)量條件為:信號(hào)無(wú)干擾無(wú) FDIS 模塊、信號(hào)無(wú)干擾有 FDIS 模塊、連 續(xù)波干擾、掃頻干擾、窄帶干擾 5種條件。測(cè)量誤差統(tǒng)計(jì)值如表 2。由統(tǒng)計(jì)結(jié)果可以看出:(1偽碼、載波測(cè)量精度在不同條件時(shí)與理論估計(jì)結(jié)果近似; (2偽碼測(cè)量誤差隨測(cè)量條件變化逐漸放大, 最差為窄帶干擾條件; (3載波測(cè)量誤差只有窄帶時(shí) 存在較明顯不同; (4載噪比估計(jì)值在窄帶干擾時(shí)有明顯下降, 其余干擾條件時(shí)存在小幅度下 降。4 結(jié)論由信號(hào)相關(guān)性仿真可知,窄帶干擾位置不同影響不同,當(dāng)接近信號(hào)中心頻點(diǎn)時(shí)干擾影響 增大;窄帶干擾