Boost電路參數(shù)的設(shè)計(jì)(電感,電容)

1、2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)2. 1 Boost 升壓電感的設(shè)計(jì)要想設(shè)計(jì)出性能優(yōu)良的PFC 電路，除了IC外圍電路各元件值選擇合理外，還需特別認(rèn)真選擇Boost 升壓儲能電感器。它的磁性材料不同，對PFC 電路的性能影響很大，甚至該電感器的接法不同，且會明顯地影響電流波形;另外，驅(qū)動電路的激勵脈沖波形上升沿與下降沿的滯后或振蕩，都會影響主功率開關(guān)管的最佳工作狀態(tài)。當(dāng)增大輸出功率到某個(gè)階段時(shí)，還會出現(xiàn)輸入電流波形發(fā)生畸變甚至出現(xiàn)死區(qū)等現(xiàn)象。因此，在PFC 電路的設(shè)計(jì)中，合理選擇Boost PFC 升壓電感器的磁心與繞制電感量是非常重要的。電感值的計(jì)算以低輸入電壓Uin(peak) 和對應(yīng)的最大占空比Dmax時(shí)保

2、證電感電流連續(xù)為依據(jù)，計(jì)算公式為：式中Uin(peak)低輸入交流電壓對應(yīng)的正弦峰值電壓，VDmaxUin(peak) 對應(yīng)的最大占空比I紋波電流值，A; 計(jì)算時(shí)，假定為紋波電流的30%fs開關(guān)頻率，Hz占空比的計(jì)算公式為：若輸入交流電壓為220 V( 最低輸入電壓為85 V)，輸出直流電壓為390 V，開關(guān)頻率為fs =50 kHz，輸出功率Po =350 W，則可計(jì)算得到Dmax =0. 78，紋波電流為1. 75 A，從而求得電感值L3 =713 H，實(shí)際電感值取為1 mH。由于升壓電感工作于電流連續(xù)模式，需要能通過較大的直流電流而不飽和，并要有一定的電感量，即所選磁性材料應(yīng)具有一定的直

3、流安匝數(shù)。設(shè)計(jì)中，升壓電感器采用4 塊EE55 鐵氧體磁心復(fù)合而成，其中心柱截面氣隙為1. 5 mm，Boost 儲能電感器的繞組導(dǎo)線并不用常規(guī)的多股 0. 47 mm漆包線卷繞，而是采用厚度為0. 2mm、寬度為33 mm 的薄紅銅帶疊合，壓緊在可插4 塊EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊錫導(dǎo)線引出，用多層耐高壓絕緣膠帶扎緊包裹。去消用薄銅帶工藝?yán)@制的Boost 儲能電感，對減小高頻集膚效應(yīng)、改善Boost 變換器的開關(guān)調(diào)制波形、降低磁件溫升均起重要作用。2. 2 輸出電容設(shè)計(jì)直流側(cè)輸出電容具有2 個(gè)功能:(1) 濾除由于器件高頻開關(guān)動作造成的直流電壓的紋波;(2) 當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，在整流

4、器的慣性環(huán)節(jié)延遲時(shí)間內(nèi)，將直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。開關(guān)動作造成的紋波頻率比較高，只需要較小的電容就可以滿足第1 項(xiàng)要求。第2 項(xiàng)要求與負(fù)載功率變化的大小、輸出直流電壓、輸出紋波電壓和保持時(shí)間t 等因素有關(guān)，其中t 一般取為15 50 ms。用t 表達(dá)的輸出電容值為：式中t保持時(shí)間，電網(wǎng)斷電后要求電容在時(shí)間t 內(nèi)電壓不低于一定值Uo直流輸出電壓Uomin要求電網(wǎng)斷電后，在保持時(shí)間內(nèi)電容電壓的最小值按照降額使用的原則，該方案采用 20% 的安全范圍，在最小保持時(shí)間條件下計(jì)算可得Co =357 F，實(shí)際選用的標(biāo)準(zhǔn)電容值為Co = 470 F。2. 3 電流環(huán)與過流保護(hù)電流環(huán)包括電流平均放大、

5、脈寬調(diào)制(PWM)、外部升壓電感和外部電流傳感電阻等環(huán)節(jié)。從電流傳感電阻檢測到的負(fù)極性信號送入ISENSE 引腳進(jìn)行緩沖、反相放大后，得到的正極性信號通過電流放大器( gmi) 進(jìn)行平均，其輸出即為ICOMP 引腳，ICOMP 引腳上的電壓與平均電感電流成比例，該引腳對地(GND) 外接一電容，提供電流環(huán)路補(bǔ)償并可對紋波電流進(jìn)行濾波。平均電流放大器的增益由VCOMP 引腳內(nèi)部的電壓決定，該增益設(shè)置為非線性，故可適應(yīng)全球范圍內(nèi)的交流輸入電壓。無論芯片處于故障模式還是待機(jī)模式，ICOMP 引腳均在內(nèi)部接至4 V 電平。脈寬調(diào)制(PWM)電路將ICOMP 引腳電壓信號與周期性的斜坡信號比較，產(chǎn)生上升

6、沿調(diào)制的輸出信號，若斜坡電壓信號大于ICOMP 引腳電壓，則PWM 輸出為高電平，斜坡的斜率是內(nèi)部VCOMP 引腳電壓的非線性函數(shù)。由內(nèi)部時(shí)鐘觸發(fā)的PWM 輸出信號在周期開始時(shí)為低電平，該電平會持續(xù)一小段時(shí)間，稱之為最小關(guān)斷時(shí)間( tOFF(min) );然后，斜坡電壓信號線性上升與ICOMP 電壓交叉，斜坡電壓與ICOMP電壓的交叉點(diǎn)決定了關(guān)斷時(shí)間(tOFF)，也即DOFF，由于DOFF滿足Boost 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的方程:DOFF = UIN /UOUT，且輸入U(xiǎn)IN是正弦電壓，ICOMP 與電感電流成比例，控制環(huán)路會迫使電感電流跟隨輸入電壓呈現(xiàn)正弦波形以進(jìn)行Boost 調(diào)制，因此平均輸入電流也

7、呈現(xiàn)正弦波形。PWM 比較器的輸出送入柵極(GATE) 驅(qū)動電路，雖然芯片的驅(qū)動電路具有多種保護(hù)功能，且柵極輸出的占空比最高可達(dá)99%，但始終要存在一最小關(guān)斷時(shí)間(tOFF(min) )。正常占空比工作時(shí)，輸出過壓保護(hù)(OVP)、峰值電流限制(PCL)等，在每一周期均可直接關(guān)斷芯片的柵極輸出，欠壓鎖定(UVLO)、輸入掉電保護(hù)(IBOP)和開環(huán)保護(hù)/待機(jī)(OLP /Standby)等同樣也可以關(guān)斷柵極輸出脈沖，直至軟起動開始工作才恢復(fù)其輸出脈沖。電感電流通過電流檢測電阻檢測，該檢測電阻位于輸入整流器的返回通路上，檢測電阻的另一端和“系統(tǒng)地”相連。檢測電阻和整流器相連的一端為所檢測的電壓，該電壓

8、始終為負(fù)值。芯片UCC28019 共有2 種過流保護(hù):(1) 峰值電流限制( PCL)，可以有效防止電感飽和;(2) 軟過流保護(hù)( SOC)，可以有效防止輸出過載;PCL 每個(gè)基本周期均起作用。當(dāng)ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達(dá)到 1. 08 V時(shí)，PCL 動作并終止當(dāng)前開關(guān)周期;ISENSE 引腳上的電壓可以通過 1. 0 V的固定增益進(jìn)行放大，使上升沿為空，從而提高噪聲免疫力，減少誤觸發(fā)。SOC 主要限制輸入電流。當(dāng)ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達(dá)到 0. 73 V 時(shí)，SOC 動作，從而引起內(nèi)部VCOMP 引腳上電平的變化，進(jìn)而控制環(huán)路會及時(shí)地調(diào)整，以減小PWM 占空比。2. 4

9、 電壓環(huán)與過壓保護(hù)PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器雙環(huán)控制的外環(huán)為電壓環(huán)，主要包括PFC 輸出電壓檢測、電壓誤差放大和非線性增益等環(huán)節(jié)。PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的輸出電壓對地(GND) 接一分壓電阻網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成電壓環(huán)路的檢測模塊。分壓電阻的比率由所設(shè)計(jì)的輸出電壓和內(nèi)部的5 V 標(biāo)準(zhǔn)參考電壓來確定;與VINS 引腳的輸入一樣，VSENSE 引腳上非常低的偏置電流容許選擇很高的實(shí)用電阻值，以降低功率損耗和待機(jī)電流;VSENSE 引腳對地(GND) 接一小電容，可以有效濾除信號高頻噪聲。需要注意的是，濾波時(shí)間常數(shù)應(yīng)盡可能小于100 s?？鐚?dǎo)誤差放大器(gvm)產(chǎn)生的輸出電流正比于VSENSE 引腳上的反饋電壓和內(nèi)部5 V 參

10、考電壓的差值。該輸出電流對接于VCOMP 引腳上構(gòu)成阻容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電容進(jìn)行充、放電，進(jìn)而建立合適的VCOMP 引腳電壓，滿足系統(tǒng)的工作狀態(tài)。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)元件的選擇直接影響PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的穩(wěn)定性，選擇合適的電阻、電容值，可以使PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器在所有交流輸入電壓范圍內(nèi)和0 100%負(fù)載情況下穩(wěn)定工作，阻容網(wǎng)絡(luò)總的電容值也決定了軟起動時(shí)VCOMP 引腳電壓的上升率。一旦芯片發(fā)生任何故障或者處于待機(jī)模式，則將放大器的輸出端(VCOMP 引腳) 接地(GND)，對補(bǔ)償電容進(jìn)行放電至零初始狀態(tài)。UCC28019 集成了多個(gè)并行放電回路，即使沒有輔助工作電源VCC，也可以對補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行深放電。如果輸出電壓的波

11、動反映在VSENSE 輸入引腳上超過± 5%，放大器將不再處于線性放大工作狀態(tài)。如果是處于過壓狀態(tài)，輸出過壓保護(hù)(OVP) 將會動作，直接關(guān)斷柵極輸出，直至VSENSE 引腳處于± 5% 的調(diào)制范圍。如果處于欠壓狀態(tài)，欠壓檢測(UVD) 將觸發(fā)EDR，立即將內(nèi)部VCOMP 引腳上的電壓提高2 V，并且將內(nèi)部VCOMP 引腳上的充電電流提升至100 170 A，較高的充電電流加快了對補(bǔ)償電容的充電，可以使其工作于新的工作狀態(tài)，提高了瞬態(tài)反應(yīng)時(shí)間。VCOMP 引腳上的電壓可以用于設(shè)定電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率，經(jīng)過緩沖后電壓要通過增強(qiáng)動態(tài)響應(yīng)(EDR) 和SOC 的調(diào)

12、制。當(dāng)然，VCOMP 引腳上的電壓發(fā)生變化時(shí)，電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率還要依據(jù)不同系統(tǒng)的工作狀態(tài)(交流輸入電壓和輸出負(fù)載水平)進(jìn)行適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)，以提供低諧波畸變、高功率因數(shù)的輸入電流跟蹤輸入電壓而呈現(xiàn)正弦波形。設(shè)UOUT(OVP) 為超過5%額定電壓的輸出電壓，該值將會導(dǎo)致VSENSE 引腳上的電壓超過5. 25 V(5 V 參考電壓的+ 5%)的門限閾值(UOVP)，從而導(dǎo)致輸出過壓保護(hù)(OVP) 動作并關(guān)閉GATE( 引腳8)輸出;只有當(dāng)VSENSE 引腳上的電壓低于5. 25 V 時(shí)，柵極驅(qū)動GATE( 引腳8) 才有信號輸出，例如系統(tǒng)的UOUT(OVP) 為420 V，則額定

13、輸出電壓為400 V。如果輸出電壓反饋元件失效而未和VSENSEN輸入的信號正常連接，那么電壓誤差放大器將會加大柵極輸出，以達(dá)到最大占空比。為防止此類現(xiàn)象，芯片內(nèi)部的下拉作用迫使VSENSE 引腳電壓降低，如果輸出電壓降至其額定電壓的16%，則會導(dǎo)致VSENSE 引腳電壓低于0. 8 V，芯片將處于待機(jī)模式。該狀態(tài)下PWM 開關(guān)處于暫停狀態(tài)，但芯片仍處于工作狀態(tài)，只不過待機(jī)電流低于3 mA。設(shè)計(jì)者也可以利用這種關(guān)斷特性，通過外部開關(guān)，實(shí)現(xiàn)VSENSE 引腳電平的拉低。2. 5 EMI 濾波器與噪聲抑制高頻開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)主要以傳導(dǎo)干擾和近場干擾為主，電磁干擾又有共模干擾和差模干

14、擾2 種狀態(tài)。EMI 濾波器是目前使用最廣泛、也是最有效的開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾抑制方法之一，其不但要抑制共模干擾，也必須抑制差模干擾。圖4 給出了所設(shè)計(jì)的EMI 濾波器。它接于電源輸入端與整流器之間，內(nèi)含共模扼流圈L2和濾波電容C1 C4。共模扼流圈也稱共模電感，主要用來濾除共模干擾。它由繞在同一高磁導(dǎo)率上的2 個(gè)同向線圈組成，可抵消差分電流，其特點(diǎn)是對電網(wǎng)側(cè)的工頻電流呈現(xiàn)較低阻抗，但對高頻共模干擾等效阻抗卻很高。C2和C3為Y 電容，跨接在輸入端，并將電容器的中點(diǎn)接地，能有效地抑制共模干擾，其容量約為0. 002 2 0. 100 0 F;C1和C4為X 電容，用于濾除差模干擾，其典型值在0.

15、01 0. 47 F 之間。圖4 EMI 濾波器。UCC 28019 的驅(qū)動能力很強(qiáng)，可以提供最大1. 5 A 的門極快速驅(qū)動。但是，高速驅(qū)動脈沖也帶來了比較大的EMI 問題，適當(dāng)?shù)卦陂T極添加驅(qū)動電阻，減緩驅(qū)動脈沖的di /dt，可以降低變換器產(chǎn)生的開關(guān)噪聲，從而對前級的EMI 濾波器的要求也相應(yīng)降低。PFC 升壓二極管的反向恢復(fù)特性是導(dǎo)致系統(tǒng)傳導(dǎo)和輻射干擾的主要因素，在一定程度上加劇了系統(tǒng)EMI 濾波器的負(fù)擔(dān)。不僅如此，功率開關(guān)管在其導(dǎo)通期間必須吸收所有的反向恢復(fù)電流，也必須將由此導(dǎo)致的額外功率消耗掉，這不僅提升了噪聲干擾，而且也會影響系統(tǒng)的效率。傳統(tǒng)型單相功率因數(shù)校正主電路中的二極管是快恢

16、復(fù)硅二極管，其材料是硅，而硅的反向耐壓能力低。與硅材料相比，碳化硅( SiC) 材料在性能上更適合制造電力電子器件，因?yàn)槠渚哂蟹聪蚰蛪焊摺?dǎo)通電阻小、導(dǎo)熱性好，以及承受反向高壓時(shí)泄漏電流小等優(yōu)點(diǎn)。目前，以SiC 為材料的SiC 肖特基二極管在電壓容量上已經(jīng)取得突破，電壓容量已做到600 V，滿足單相功率因數(shù)校正的主電路對二極管400 V 的耐壓要求，且SiC 肖特基二極管的反向恢復(fù)特性與快恢復(fù)二極管相比，更快、更軟。因此，選擇SiC 肖特基二極管作為該系統(tǒng)的升壓二極管，以減小二極管反向恢復(fù)所引起的傳導(dǎo)和輻射干擾;同時(shí)，在升壓二極管上并聯(lián)RC 網(wǎng)絡(luò)，也能取得較好效果。3 試驗(yàn)根據(jù)上述理論，設(shè)計(jì)了

17、一臺350 W 的單相功率因數(shù)整流器，其各項(xiàng)保護(hù)措施如軟起動，VCC欠壓鎖定、輸入掉電保護(hù)、輸出過壓保護(hù)、開環(huán)保護(hù)/待機(jī)模式、輸出欠壓檢測、過流保護(hù)、軟過流、峰值電流限制等都非常齊全，主要實(shí)驗(yàn)參數(shù)為:輸入電壓為AC 220 V/50 Hz 的工頻電源，輸出電壓為390 V，開關(guān)頻率為50 kHz，高頻輸入濾波電容C5 = 0. 47 F，Boost 升壓電感值L3 = 1 mH，輸出濾波電容Co = 470 F，電流檢測電阻RS選取阻值為0. 067 ，由3 個(gè)阻值為0. 2 、功率為1 W的無感精密電阻并聯(lián)而成，電流檢測信號濾波電容C7 = 1 000 pF，濾波電阻R5 = 221 。單相功率因數(shù)整流器的柵極驅(qū)動Ug的試驗(yàn)波形如圖5 所示。輸入電壓Uin和輸入電流Iin的試驗(yàn)波形如圖6 所示。由圖6 可見，輸入電流能很好的跟蹤輸入電壓。對輸入電壓和輸入電流的前50 次諧波分析可知，在輸入電壓的總諧波畸變率(THD)為4. 61%時(shí)，輸入電流總諧波畸變率僅為4. 53%，功率因數(shù)可以達(dá)到0. 993，因此，可認(rèn)為該功率因數(shù)器實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)的校正和低電流畸變。與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路(UC 3854控制的PFC 電路) 相比，該功率因數(shù)整流器的設(shè)計(jì)步驟簡化了許多，減少了元器件的