小功率調頻發(fā)射系統(tǒng)的設計

1、小功率調頻發(fā)射系統(tǒng)的設計目 錄目 錄 . 1 摘 要 . 錯誤！未定義書簽。第一章 緒論 . 41.1 小功率調頻發(fā)射機研究意義 . 41.2 調頻發(fā)射機研究現(xiàn)狀 . 4第2章 方案設計 . 62.1 方案比較與論證 . 62.2 方案選擇 . 6第3章 單元電路設計 . 83.1 功率激勵與末級功放電路設計 . 83.1.1 末級功放電路設計 . 93.1.2 激勵級寬帶功放電路設計 . 123.2 緩沖隔離級電路設計 . 143.3 LC調頻振蕩器設計 . 163.3.1 間接調頻電路設計 . 163.3.2 LC振蕩器的設計 . 183.3.3 調頻電路的設計 . 193.3.4 計算調

2、制信號的幅度 . 21第4章 電路的彷真 . 234.1電路仿真 . 234.1.1仿真軟件介紹 . 234.1.2 Multisim中調試運行 . 234.2仿真結果 . 24總 結 . 25 致 謝 . 錯誤！未定義書簽。參考文獻 . 25附錄1 總電路原理圖 . 26 附錄2 元器件清單 . 錯誤！未定義書簽。 附錄3 印制電路板底圖 . 錯誤！未定義書簽。摘 要在無線電通訊和廣播中，需要傳送由語言、音樂、文字、圖像等轉換成的電信號。由于這些信號頻率比較低，根據電磁理論，低頻信號不能直接以電磁波的形式有效地從天線上發(fā)射出去。因此，在發(fā)送端須采用調制的方式，將低頻信號加到高頻信號之上，然后

3、將這種帶有低頻信號的高頻信號發(fā)射出去，在接收端則把帶有這種低頻信號的高頻信號接收下來，經過頻率變換和相應的解調方式"檢出"原來的低頻信號，從而達到通訊和廣播的目的。本設計針對小功率調頻發(fā)射機進行設計，它主要有調頻振蕩、緩沖隔離、功率激勵和末級功放各部分電路組成。最主要將調制信號進行調制后，振蕩信號隨著調制信號的變化而產生變化，振蕩級將產生6.5MHz的工作頻率，功率激勵即對電壓進行放大，末級功放將工作在丙類狀態(tài)A50%，最后將對信號由天線發(fā)射出去。關鍵詞 發(fā)射機；調頻；無線話筒第一章 緒論1.1 小功率調頻發(fā)射機研究意義無線電技術誕生以來，信息傳輸和信息處理始終是其主要任務

4、。要將無線電信號有效地發(fā)射出去，天線的尺寸必須和電信號的波長為同一數量級，為了有效地進行傳輸。必須將攜帶信息的低頻電信號調制到幾十MHz至幾百MHz以上的高頻振蕩信號上，再經天線發(fā)送出去，調頻是信號發(fā)射必不可少的一個環(huán)節(jié)。低頻小功率調頻發(fā)射機是將待傳送的音頻信號通過一定的方式調制到高頻載波信號上，放大到額定的功率，然后利用天線以電磁波的方式發(fā)射出去，覆蓋一定的范圍。高頻電子線路本是一門較為復雜的電路。其中更有許多精髓的知識值得我們去學習。同時隨著計算機技術與高頻電子技術的發(fā)展，模擬電子技術，得到廣泛應用，在模擬電子電路中尤其得到廣泛應用，成為現(xiàn)代電子電器必不可少的電子技術。在高頻電子線路中，L

5、C振蕩電路是無孔不入，無所不在。應用于發(fā)射機中，加上簡單的電路及連線，就可以組成各種形式的、任意信號，廣泛應用。小功率調頻發(fā)射機在使用中，控制方法科學、簡單、明了，控制電路及連線簡單、易行，工作穩(wěn)定性好，從而得到廣泛應用。在此，我們就調頻發(fā)射機的應用作較完整和系統(tǒng)的研究，促進小功率調頻發(fā)射機的正確使用。1.2 調頻發(fā)射機研究現(xiàn)狀調頻發(fā)射機目前處于快速發(fā)展之中，在很多領域都有了很廣泛的應用，可以用于演講、教學、玩具、防盜監(jiān)控等諸多領域。從發(fā)射機總行業(yè)特點出發(fā)，緊緊圍繞小功率總成產品市場總量及增長速度、產品市場份額、市場供需情況、市場競爭格局、產品價格、進出口狀況及趨勢和小功率總成生產企業(yè)基本情況

6、和經營狀況、功率調頻發(fā)射機成市場發(fā)展前景和趨勢等眾多市場發(fā)展因素進行研究，提供了大量有價值的信息和資料。隨著器件技術的發(fā)展，調頻發(fā)射機的體積越來越趨于微型化，工作電壓越來越低，信號覆蓋的范圍越來越廣。就目前接、發(fā)射技術來說，調頻發(fā)射因為起得天獨厚的性能優(yōu)勢，在接收機技術上可以有廣闊的發(fā)展前景是因為發(fā)送信號的頻率比較高，那么如何能夠最大限度的減少干擾，如何把這種信號很好的解出來，這成了調頻技術的一種考驗。本文主要就是研究利用頻率調制技術調制高頻信號，并把它發(fā)送出去。第2章 方案設計2.1 方案比較與論證調頻發(fā)射機的設計中在LC振蕩調頻電路中其采用的調頻方法有兩種：一種是直接調頻；另一種是間接調頻

7、。方案一：直接調頻。這種方法一般采用調制電壓直接控制振蕩器的振蕩頻率，振蕩頻率f(t)按調制電壓規(guī)律變化。在此設計的電路中被控制的是LC振蕩器，則只需要控制振蕩回路的某個元件（L或C），使其參數隨調制電壓變化，就可以達到直接調頻的目的。此種方法電路簡單、性能良好，是目前廣泛采用的調頻電路之一。但這種方法的缺點是頻率穩(wěn)定度差，在許多場合須對載頻采取穩(wěn)頻措施或者對晶體振蕩器進行直接調頻。方案二：間接調頻。這種方法是將調制信號積分，然后對載波進行調相，間接調頻時，調制器與振蕩器是分開的，因此對振蕩器影響小，其頻率穩(wěn)定度高。在設計中若載頻不穩(wěn)，則有可能使調頻信號的頻譜落到接收機通帶外，因此對于調頻電路

8、不僅要滿足一定頻偏要求，而且振蕩頻率必須保持足夠高的頻率穩(wěn)定度。2.2 方案選擇本設計采用的是間接調頻，這樣易于保持中心頻率的穩(wěn)定度，雖然間接調頻不易獲得最大頻偏但是在設計中采用的是三級單回路變容管調相電路，這樣既可以保持中心頻率又可以獲得最大頻偏。由于本設計要求的發(fā)射功率PA不大，工作中心頻率f0也不高，因此，晶體管的參量影響及電路的分布參數的影響不會很大，整機電路設計的框圖如圖2-1所示。各組成部分的功能如下：1LC調頻振蕩器：產生頻率f06.5MHz的高頻振蕩信號，變容二極管線性調頻，最大頻偏fm75kHz，整個發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度由該級決定。2緩沖隔離級：將振蕩級與功放級隔離，以減小功放

9、級對振蕩級的影響。因為功放級輸出信號較大，當其工作狀態(tài)發(fā)生變化時（如諧振阻抗變化），會影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，使波形產生失真或減小振蕩器的輸出電壓。整機設計時，為減小級間相互影響，通常在中間插入緩沖隔離級，緩沖隔離級電路采用射極跟隨器電路。3功率激勵級：為末級功放提供激勵功率，如果發(fā)射功率不大，且振蕩級的輸出能夠滿足末級功放的輸入要求，功率激勵級可以省去。4末級功放：將前級送來的信號進行功率放大，使負載（天線）上獲得滿足要求的發(fā)射功率。如果要求整機效率較高應采用丙類功率放大器，若整機效率要求不高如A<50%波形失真要求較小時可以采用甲類功率放大器，但是本題要求故A50%選用丙類功率放大器

10、較好。第3章 單元電路設計3.1 功率激勵與末級功放電路設計發(fā)射機的輸出應具有一定的功率才能將信號發(fā)射出去，但是功率增益又不可能集中在末級功放，否則電路性能不穩(wěn)，容易產生自激，因此要根據發(fā)射機的各組成部分的作用，適當合理的分配功率增益。本設計中，功率增益的具體分配如圖2-1所示。如果調頻振蕩器的輸出比較穩(wěn)定，又具有一定的功率，則功率激勵級和末級功放的功率增益可適當小些。功率激勵級一般采用高頻寬帶放大器，末級功放可采用丙類諧振功率放大器，緩沖級可以不分配功率。功率激勵與末級功放電路如圖3-1所示。圖3-1 功率激勵與末級功放3.1.1 末級功放電路設計1基本關系式末級功放采用丙類功率放大器，其電

11、路原理如圖3-1所示。丙類功率放大器的基極偏置電壓-VBE是利用發(fā)射機電流的分量Ieo在射極電阻R21上產生的壓降來提供的，故稱為自給偏壓電路。當放大器的輸入信號Vi為正弦波時，集電極的輸出電流iC為余弦脈沖波。利用諧振回路LC的選頻作用可輸出基波諧振電壓uC、電流iC1。(1)集電極基波電壓的振幅Ucm=Icm1RP式中，Icm1為集電極基波電流的振幅；RP為集電極負載阻抗。(2)輸出功率PO12Po=UcmIcm1=Ucm/(2RP) （3-1） 2(3)直流功率PVPV=VccIco(4)集電極耗散功率PTPT=PV-Po(5)集電極的效率=Po/PV(6)集電極電流分解系數()n()=

12、Icmn/icmmax(7)導通角cos=Uon-VBBoo（一般取60-80） Ubm2確定丙類放大器的工作狀態(tài)為了獲得較高的效率和最大的輸出功率Po，選丙類放大器的工作狀態(tài)為臨界狀態(tài)，=70，功放管為3DA1。3DA1的參數如表3-1所示。表3-1 3DA1參數表(1)最佳匹配負載RP=551.252(Vcc-VCES)2(12-1.5)RP=551.25 2Po20.1由Po=0.5UcmIcm1=Ucm2/(2RP)可得：集電極最大輸出電壓Ucm=10.5V。(2)集電極基波電流振幅：Icm1=19.04mA集電極電流最大值Icm=Icm1/1(700)=19.04/0.44=43.2

13、7mA。(3)集電極電流直流分量Ico=Icm×0(700)=43.27×0.25=10.8175mA，電源供給的直流功率Pv=Vcc×Ico=129.81mW。(4)集電極的耗散功率PT=Pv-Po=649.35-500=29.81W(小于PCM =1W) (5)總效率=Po/Pv=100/129.81=77.00%輸入功率Pi=5mW，若設本級功率增益Ap=13dB(20倍)，則輸入功率Pi=Po/Ap=5mW(6)基極余弦脈沖電流的最大值Ibm(設晶體管3DA1的=10)Ibm=Icm/=4.327mA基極基波電流的振幅Ibm1=Ibm1(700)=21.4

14、5×0.44=1.7308mA 基極電流直流分量Ib0=Ibm0(700)=21.45×0.25=1.08175mA基極輸入電壓的振幅Ubm=2Pi/Ibm1=5.78V丙類功放的輸入阻抗Z=rbb25=86 o1-cos1-cos700.443計算諧振回路及耦合回路的參數(1)輸出變壓器線圈匝數比N5/N3(解決最佳匹配負載問題)N5=N3取N5=3，N3=8。 2PORLUcm=RL=RP75=0.37 551(2)諧振回路電容C20=100PF諧振回路電感LL=12f0C202=123.146.5106210010-126H(3)輸出變壓器初級線圈總匝數比N=N3+N

15、4高頻變壓器及高頻電感的磁芯應采用鎳鋅(NXO)鐵氧體，而不能采用硅鋼鐵芯，因其在高頻工作時鐵損耗過大。NXO-100環(huán)形鐵氧體作高頻變壓器磁芯時，工作頻率可達十幾兆赫茲。若采用外徑×內徑×高度=10mm×6mm×5mm的NXO-100環(huán)來繞制輸出耦合變壓器，由公式（3-2）所示：L=42H/MAcm2lcmN210-3H （3-2）式中，=100H/m為磁導率；N為變壓器初級線圈匝數；A=25mm2為磁芯截面積；l=25mm為平均磁路長度。計算得N=11，則N4=3或N=N5N=W0LOe，則 RL6.286.56231175W0LOeN5=RLOe取

16、值210，上述公式(3-2)取2。需要指出的是，變壓器的匝數N3、N4、N5的計算值只能作為參考值，由于分布參數的影響，與設計值可能相差較大。為調整方便，通常采用磁芯位置可調節(jié)的高頻變壓器。4基極偏置電路發(fā)射極電阻R21，由公式R21=100，cos=Uon-VBBUbm可得：VBB=Uon-Ubmcos=0.7-5.25cos70=-1.085VVBB=-IcoR21=-1.085V （3-3） R21=100，由公式(3-3)取標稱值高頻旁路電容C18=0.01uF，電容C20=0.01F5元件清單R21=100 C18=0.01uF C20=100pF L6HN3=8，N4=3，N5=3

17、 三極管為3DA1。3.1.2 激勵級寬帶功放電路設計利用寬帶變壓器作耦合回路的功率放大器稱為寬帶功率放大器，常見寬帶變壓器有用高頻磁心繞制的高頻變壓器和傳輸線變壓器。寬帶功率一般不需要調諧回路，可在很寬的頻率范圍內獲得線性放大，但功率較低，一般只有20%左右。它通常作為發(fā)射機的中間級，以提供較大的功率激勵。功率激勵級功放管為3DG130。3DG130的參數如表3-2所示。表3-2 3DG130參數表(1)有效輸出功率PH與輸出電阻RH寬帶功率放大器的輸出功率PH應等于下級丙類功放的輸入功率Pi=5mW 其輸出負載RH等于丙類功放的輸入的輸入阻抗|Zi|=86即PH=5mW，RH=86。(2)

18、實際輸出功率Po，設高頻變壓器的效率=80%，則Po=PH/=6.25mW(3)集電極電壓振幅Ucm與等效負載電阻RH。若取功放的靜態(tài)電流ICQ=Icm=7mA，則Ucm=2Po/ICQ=2Po/Icm=1.79VR'HUcm2=2700.27k 約為0.27k 2P0(4)高頻變壓器匝數比N1/N2N1=N2R'HRH=2取變壓器次級線圈匝數N2=2，則初級線圈匝數N1=4。(5)發(fā)射極直流負反饋電阻R20R20=Vcc-Ucm-VCES12-1.79-0.6V=1.373K 取標稱值1.4K ICQ7mA(6)功放輸入功率Pi本級功放采用3DG130晶體管，若取功率增益AP

19、=13dB(20倍)，則輸入功率 Pi=pO/AP=0.3125mW(7)功放輸入阻抗RiRirbb+R交負=25+30R交負(取rbb=25 =30)若取交流負反饋電阻為10，則Ri=325(8)本級輸入電壓振幅UimUim=2RiPi=23250.312510-30.45V2計算電路靜態(tài)工作點(1)VBQ、IBQVEQ=ICQR13=710-31373=9.611VVBQ=VEQ+0.7=10.311VIBQ=ICQ=7/30=0.23mA(2)R17、R18 (I1=510倍IBQ)若取基極偏置電路的電流I1=5IBQ=5×0.23mA=1.15mA，則R18=VBQ5IBQ=

20、10.311V8.96k 1.15mA取標稱值R18=9k。R17=Vcc-VBQI1=12-10.311V1.47k 1.15mA為了調節(jié)電路的靜態(tài)工作點，R17可由標稱值為5.1k的電阻與10k的電位器組成。(3)高頻旁路電容C17=0.02uF，輸入耦合電容C12=0.02uF。此外，還可以在直流電源VCC支路上加高頻電源去耦合濾波網絡，通常采用LC的型低通濾波器。電容可取0.01F，電感可取47H的色碼電感或環(huán)形磁芯繞制。還可在輸出變壓器次級與負載之間插入LC濾波器，以改善負載輸出波形。3元件清單C17=0.02F C12=0.02F R18=8.96K R交負=10N1=4，N2=2

21、 R20=1.4K 三極管為3DG1303.2 緩沖隔離級電路設計從振蕩器的什么地方取輸出電壓也是十分重要的。一般盡可能從低阻抗點取出信號，并加入隔離緩沖級如射極輸出器，以減弱外接負載對振蕩器幅度、波形以及頻率穩(wěn)定度的影響。射極輸出器的特點是輸入阻抗高，輸出阻抗低，電壓放大倍數接近于1。 由于待傳輸信號是高頻調頻波，主要考慮的是輸入抗高，傳輸系數大且工作穩(wěn)定。選擇電路的固定分壓偏置與自給偏壓相結合，具有穩(wěn)定工作點特點的偏置電路。如圖3-2 射級輸出電路射級輸出器具有輸入阻抗高，輸出阻抗低，電壓放大倍數近似等于1的特點。晶體管的靜態(tài)工作點，一般取VCEQ =1/2VCC，ICQ=(310)mA。

22、對于圖3-2所示電路：1已知Vcc=+12V，負載電阻RL=325(寬帶放大器輸入電阻)，輸出電壓振幅等于高頻寬帶放大器輸入電壓振幅，即Uom=1.0V，晶體管為3DG100（3DG6）。3DG100的參數如表3-3所示。表3-3 DG100參數表0CEQ，ICQ=(310)mA。(1)根據已知條件選取ICQ=4mA，VCEQ=0.5×Vcc=6V，則R15+R16=VEQICQ=Vcc-VCEQICQ=12-6V=1.5k 4mA(2)R15、R16：取R15=1k，R16為1k的電位器。(3)R13、R14VEQ=6.0VVBQ=VEQ+0.7=6.7VIBQ=ICQ/0=66.

23、67uAR14=VBQ10IBQ10k取標稱值R14=10kR13=Vcc-VBQ10IBQ=7.95k取標稱值R13=8k(4)輸入電阻Ri若忽略晶體管基取體電阻的影響，有R=(R13R14 )(R15+R16R183.63k（R18=325） （3-4）(5)輸入電壓UimUim=2RiPi=236300.312510-31.51V（3-5）(6)耦合電容C12、C16為了減小射極跟隨器對前一級電路的影響，C12的值不能過大，一般為數十pF，這里取C12=20PF、C16=0.02F2元件清單C12=20PF C16=0.02F R13=8k R14=10k R15=1k R16為1k的電

24、位器 三級管為3DG1003.3 LC調頻振蕩器設計調頻振蕩電路的作用是產生頻率f0=6.5MHz的高頻振蕩信號。變容二極管為線性調頻，最大頻偏fm75kHz。發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度由該級決定，調頻振蕩器電路如圖3-3所示。圖3-3 調頻振蕩電路3.3.1 間接調頻電路設計1圖3-4 間接調頻方框圖間接調頻是對調制信號u進行積分，再加到調相器對載波信號調相，從而完成調頻。間接調頻電路方框圖如圖3-4所示。2變容管調相電路設調制信號u=umcost經積分后得u=ku(t)dt=kumsint （3-6） 式（3-6）中，k為積分增益。用積分后的調制信號對載波uc(t)=ucmcosct進行調相，則得

25、u(t)=ucmcos(ct+kpk（3-7）umsint)=Ucmcos(ct+mfsint)mf=kfUm，k=kpk上式（3-7）中與調頻波表示式完全相同。由此可見，實現(xiàn)間接調頻的關鍵電路是調相。本次設計采用的是變容二極管調相電路，電路如圖3-5所示。圖3-5 變容二極管調相電路圖中，L與變容二極管結電容Cj構成并聯(lián)諧振回路；載波電壓uc(t)經R1后作為電流源輸入；調制信號u經耦合電容C3加到R3、C4組成的積分電路，因此加到變容二極管的調制信號為u'，使變容二極管的電容Cj隨調制信號積分電壓的變化而變化，從而使諧振回路的諧振頻率隨調制信號積分電壓的變化而變化。它使固定頻率的高

26、頻載波電流在流過諧振頻率變化的振蕩回路時，由于失諧而產生相移，從而產生高頻調相信號電壓輸出，從而實現(xiàn)調相。合理的選擇變容二極管和調整電路參數，可將相位變化與調制信號成線性關系。如果將調制信號先經過積分電路后再輸入，即加到變容二極管上的電壓為u(t)dt，則輸出的調相電壓的相移與u(t)dt成線性關系，而頻率與調制信號成線性關系，這就實現(xiàn)了間接調頻。3三級單回路變容管調相電路圖3-6 實際間接調頻電路圖（三級單回路變容管調相電路）由于回路產生的相移按輸入調制信號的規(guī)律變化，若調制信號在積分后輸入，則輸出調相波的相位偏移與被積分的調制信號呈線性關系，其頻率與積分前的信號亦成線性關系。由于回路相移特

27、性線性范圍不大，因此圖3-5單回路變容管調相電路得到的頻偏是不大的，必須采取擴大頻偏措施除了用倍頻方法增大頻偏外，還應改進調相電路本身。在此設計中由于要求要有足夠大的頻偏，為了得以實現(xiàn)在調頻中采用的是如圖3-6所用的為三級單振蕩回路組成的調相電路。3.3.2 LC振蕩器的設計主要技術指標：工作中心頻率：f0=6.5MHz； 最大頻偏：fm=75kHz； 頻率穩(wěn)定度：fmf01110-4/小時1電路形式，設置靜態(tài)工作點 本設計對頻率穩(wěn)定度ff0要求不是很高，故選用圖3-3所示的改進型電容三點式振蕩器與三級單回路變容二極管調頻電路。2三點式振蕩器設計：基極偏置電路元件R1、R2、R3、R4、C1的

28、計算圖中，晶體管T1與C2、C3、C4、C5、Cj、L1組成改進型電容三點式振蕩器，T1為共基組態(tài)，C1為基級耦合電容。其靜態(tài)工作點由R1、R2、R3、R4共同決定。晶體管T1選擇3DG100，其參數見表3-3所示。小功率振蕩器的集電極靜態(tài)工作電流ICQ一般為(14)mA。ICQ偏大，振蕩幅度增加，但波形失真嚴重，頻率穩(wěn)定性降低。ICQ偏小對應放大倍數減小，起振困難。為了使電路工作穩(wěn)定，振蕩器的靜態(tài)工作點取ICQ=2mA，測得三極管的=60。ICQ=Vcc-VCEQR3+R4=12-6=2mA R3+R4由R3+R4=3k，為了提高電路的穩(wěn)定性，R4的值可適當增大，取R4=1k，則R3=2k。

29、VEQ=VBQ-VBEICQR4=2mA1k=2VVBQ=R212R2Vcc=VEQ+0.7=2.7V R1+R2R1+R2IBQ=ICQ/=2mA/60=33.3A為了提高電路的穩(wěn)定性，取流過電阻R2上的電流I2=10IBQ=0.33mAR2VBQI2=2.7V=8.18k 0.33mA取標稱值R2=8.2k根據公式（3-8）所示：VBB=R2Vcc Vcc則 R1=(-1)R2=28.2k （3-8）R1+R2VBQ得R1=28.2k實際運用時R1取20k電阻與47k電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)工作點。C1為基極旁路電容，可取C1=0.01F。C8=0.02F，輸出耦合電容3.3.3 調頻電路

30、的設計間接調頻電路由變容二極管Cj1和耦合電容C8、變容二極管Cj2和耦合電容C11、變容二極管Cj3和耦合電容C13組成，R11和R12為變容二極管提供靜態(tài)時的反向偏置電壓VQ，VQ=R12(R11+R12)VCC 。R10為隔離電阻，為了減小調制信號Ui對VQ的影響，一般要求R10遠遠大于R11和R12。變容二極管Cj通過C8部分接入振蕩回路，有利于提高主振頻率f0的穩(wěn)定性，減小調制失真。變容二極管的接入系數p= C8/(C8+Cj)式中，Cj為變容二極管的結電容，它與外加電壓的關系為Cj=Cj0u 1+ UDr式中，Cj0 為變容管0偏時結電容，UD 為其PN結內建電位差， 為變容指數。

31、 變容二極管參數選擇測變容二極管的Cj-V特性曲線，設置合適的靜態(tài)工作點VQ。本題給定變容二極管為2CC1C，并取變容管靜態(tài)反向偏壓VQ=4V，由特性曲線可得變容管的靜態(tài)電容CJQ=75PF。計算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1組成并聯(lián)諧振回路，其中C3兩端的電壓構成振蕩器的反饋電壓，滿足相位平衡條件。比值C2/ C3=F，決定反饋系數的大小，F(xiàn)一般取0.1250.5之間的值。為了減小晶體管極間電容對振蕩器振蕩頻率的影響，C2、C3的值要大。如果C4取幾十皮法，則C2、C3在幾百皮法以上。因接入系數p= C8/(C8+Cj)，一般接入系數p<

32、1，為減小振蕩回路輸出的高頻電壓對變容晶體管的影響，p值應取小，但p值過小又會使頻偏達不到指標要求，可以先取p=0.2。則C8=(p- Cj)/(1-p)= 18.75pF，取標稱值C8=20pF。（VQ=-4V時Cj =75pF）若取C4=20pF， 電容C2、C3由反饋系數F及電路條件C2>>C4、C3>>C4 決定，若取C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF。則靜態(tài)時諧振回路的總電容 C 2 * C 3 * C 4 C * C jQ C 5 * CjQ 20 * 75 2 + 3 + C 4 + = 20 +CQ = ( pF

33、 ) C 2 * C 3 C 5 + CjQ C 5 + C jQ 20 + 75 + C 4 C 2 + C 3代入元件值可得CQ=35.78pF 由公式fo =可得L1=1=16uH 43.1442.2535.781 2 L1 C Q = 6.5MHz計算調頻電路元件值變容管的靜態(tài)反偏壓VQ由電阻R6與R7分壓決定，即 VQ=已知VQ=4V，若取R7=10k，則R6=20k。實際運用時R6=20k可用10k電阻與47k電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)偏壓R7VCC R6+R7VQ。隔離電阻R5應遠大于R6、R7，取R5=150k。低頻調制信號Ui的耦合支路電容C6及電感ZL1應對Ui提供通路，一般

34、的頻率為幾十赫至幾十千赫茲，故取C6=4.7uF，ZL1=47uH（固定電感）。高頻旁路電容C7應對調制信號Ui呈現(xiàn)高阻，取C7=5100pF。3.3.4 計算調制信號的幅度為達到最大頻偏fm75kHz的要求，調制信號的幅度Um，可由下列關系式求出。fm=1Cfo2CQ因式中，CQ靜態(tài)時諧振回路的總電容，即C2*C3*C4C5*CjQ23CQ=+=35.78pFC2*C3C5+CjQ+C4C2+C3則回路總電容的變化量C Q / f o = 2 * = 2 fm C 75 * 35 . 78 / 6500 = 0 . 83pF變容管的結電容的最大變化量Cj=C/p2=0.14pF/0.22=3.5pF由變容二極管2CC1C的Cj-V特性曲線可得，當 VQ=4V時，特性曲線的斜率kc=Cj/V=12.5pF/V，故調制信號的幅度Um=Cj/kc=3.5/12.5=0.28V則調制靈敏SF為SF=fm/Um=10/0.28=35.7kHz/V4、元件清單C1=0.01uF、R1為20K+47K電位器、R2=8.2K、R3