如何處理高didt負(fù)載瞬態(tài)

1、如何處理高di/dt負(fù)載瞬態(tài)    就許多中央處理器 （CPU） 而言，規(guī)范要求電源必須能夠提供大而快速的充電輸出電流，特別是當(dāng)處理器變換工作模式的時候。例如，在 1V 的系統(tǒng)中，100 A/uS 負(fù)載瞬態(tài)可能會要求將電源電壓穩(wěn)定在 3% 以內(nèi)。解決這一問題的關(guān)鍵就是要認(rèn)識到這不僅僅是電源的問題，電源分配系統(tǒng)也是一個重要因素，而且在一款解決方案中我們是很難將這二者嚴(yán)格地劃清界限。    這些高 di/dt 要求的意義就在于電壓源必須具有非常低的電感。重新整理下面的公式并求解得到允許的電源電感：  

2、;      在快速負(fù)載電流瞬態(tài)通道中電感僅為 0.3 nH.為了便于比較，我們來看一個四層電路板上的0.1 英寸 （0.25 cm） 寬電路板線跡所具有的電感大約為 0.7 nH/英寸 （0.3 nH/cm）。IC 封裝中接合線的典型電感在1 nH 范圍內(nèi)，印刷電路板的過孔電感在0.2 nH  范圍內(nèi)。    此外，還有一個與旁路電容有關(guān)的串聯(lián)電感，如圖 1 所示。頂部的曲線是貼裝在四層電路板上的一個22 uF、X5R、16V、1210 陶瓷電容的阻抗。正如我們所期望的那樣（100

3、kHz 以下），阻抗隨著頻率的增加而下降。然而，在800 kHz時有一個串聯(lián)電感，此時電容會變得有電感性。該電感（其可以從電容值和諧振頻率計算得出）為 1.7 nH,其大大高于我們 0.3 nH 的目標(biāo)值。幸運的是，您可以使用并聯(lián)電容以降低有效的 ESL.圖 1 底部的曲線為兩個并聯(lián)電容的阻抗。有趣的是諧振變得稍微低了一些，這表明有效電感并不是絕對的一半?；陆?50%.這一結(jié)果可以歸結(jié)為兩個原因：互連電感和兩個電容之間的互感。 于諧振頻率，就兩個并聯(lián)的電容而言，新電感則為 1.0 nH 或ESL 下降 40%,而非      

4、60; 圖 1 并聯(lián)電容阻抗寄生現(xiàn)象衰減效果    電流通道的環(huán)路尺寸在一定程度上決定了連接組件中的寄生電感，組件尺寸決定了環(huán)路的面積。尺寸與電感相關(guān)系數(shù)如表 1 所示，其顯示了各種尺寸陶瓷表面貼裝電容的電容電感。一般來說，體積越大的電容具有更大的電感。該表不包括電路板上貼裝電容的電感，在我們以前的測量中該電感由 1 nH 增加到了 1.7 nH.另一個有趣的問題是端接的位置對電感有很大的影響。0805 電容在電容的較短一側(cè)有端接而0508 電容則在較長的一側(cè)有端接。這幾乎將電流通道分為了兩半，從而大降低了電感。這種變化了的結(jié)構(gòu)將電感降低了四分

5、之一。    表 1 陶瓷 SMT 電容尺寸會影響寄生電感        總之，高 di/dt 負(fù)載需要仔細(xì)考慮旁路問題以保持電源動態(tài)穩(wěn)壓。表面貼裝電容需要非常靠近負(fù)載以最小化其互連電感。電容具有可能避免大量去耦的寄生電感。降低這一寄生電感的并聯(lián)電容是有效的，但互連和互感減弱了這一效果。使用具有更短電流通道的電容也是有效的。這可以用體積較小的部件或具有交流端接（其使用了更短的尺寸用于電流）的部件來實施。     為了討論方便，

6、圖2顯示了電源系統(tǒng)的P-SPICE模型。本圖由補償電路電源、調(diào)制器（G1）和輸出電容器組成。內(nèi)部還包括互連電感、旁路電容負(fù)載模型、DC負(fù)載和步進負(fù)載。        圖2簡易P-SPICE模型輔助系統(tǒng)設(shè)計    首先，你需要決定是將電源和負(fù)載看作一個個單獨的"黑匣子",還是把問題當(dāng)作一個完整的電源系統(tǒng)設(shè)計來處理。如果使用系統(tǒng)級方法，你可以利用負(fù)載旁路電容來降低電源輸出電容，從而節(jié)約系統(tǒng)成本。如果使用"黑匣子"方法，你要單獨測試電源和負(fù)載

7、。不管使用哪種方法，你都要知道負(fù)載需要多大的旁路電容。    首先，估計電源和負(fù)載之間的互連電感和電阻的大小。這種互連阻抗（LINTERCONNECT） 形成一個旁路電容器 （CBYPASS） 低通濾波器。我們假設(shè)電源輸出阻抗較低。利用該低通濾波器的特性阻抗 （ZO）、負(fù)載步進值 （ISTEP） 和允許電壓波動（dV），建立旁路濾波器要求（方程式1-2）：    方程式 1    方程式 2    求解方程式2得到Z0,然后代入方程式1

8、,得到方程式3:    方程式 3    有趣的是，所需電容大小與負(fù)載電流的平方除以允許擾動的平方有關(guān)，因此要仔細(xì)計算這兩個值。    互連電感的范圍從并列電源的幾十nH,到遠(yuǎn)距放置電源的數(shù)百nHs.一條較為有效的經(jīng)驗法則是，每英寸增加15 nH左右的互連電感。負(fù)載步進為10安培且允許擾動為30mV時，旁路要求范圍為5 nH的500 uF到500 nH的50 mF.    另外，這種濾波器還降低了電源的負(fù)載電流上升速率。如果無損濾波器由

9、一個電流方波激勵，則電感電流為正弦。通過對方程式4-7中的電流波形求微分，可以計算得到上升速率。    方程式 4    方程式5    方程式6    方程式7    互連電感為5 nH,旁路電容為500 uF時，10安培步進變化可形成0.2 A/uS電源電流上升速率。更大的電感可產(chǎn)生更低的di/dt.這些數(shù)值比系統(tǒng)設(shè)計人員所規(guī)定的值要小得多。    使用

10、系統(tǒng)級方法時，要在最大化環(huán)路帶寬的同時，最小化總電容。現(xiàn)在，請您思考如何使用"黑匣子"方法。你必須在沒有旁路電容和最大期望旁路電容的情況下，讓電源穩(wěn)定。如前所述，互連電容會推高負(fù)載的旁路電容要求。使用"黑匣子"方法時，這反過來又會影響電源的電容。連接電容范圍確定了電源的交叉頻率范圍。在電壓和電流兩種模式下，兩者均成比例關(guān)系。你可以最大化無負(fù)載電容的交叉頻率，但只要連接負(fù)載，交叉頻率就會急劇下降。    表1對舉例系統(tǒng)三個互連電感的要求電容器進行了比較。通過改變互連電感、計算負(fù)載旁路電容并設(shè)計電源的相應(yīng)輸出級和控制環(huán)

11、路，得到比較數(shù)據(jù)。案例1的負(fù)載和電源并列放置；案例2電源和負(fù)載之間的互連電感大小為中等。案例3中，使用線纜連接的電源的電感極高。要求旁路的多少直接與互連電感有關(guān)。    本例中，案例 3 是互連電感的 100 倍，旁路電容也是如此。這在電源設(shè)計中形成紋波，原因是電源在有和沒有旁路電容器的情況下都必須保持穩(wěn)定。很明顯，第一種方法更好，因為它使用的電容器最少，成本最低。案例2中，互連電感受到一定的控制，電容器數(shù)量有一定增加。案例3中，大量的互連電感帶來了嚴(yán)重的成本問題。案例2和案例3也都有一個好處：獨立的電源測試。    表1利用系統(tǒng)級方法降低電源系統(tǒng)成本        圖 3 對小和大互連電感的負(fù)載瞬態(tài)期間的輸出電壓變化模擬情況進行了比較。小電感響應(yīng)快速漸次減弱，而大電感則并非如此，花費了較長的時間才穩(wěn)定下來。這是由于特性阻抗更高以及諧振頻率更低。另外，如果負(fù)載電流在該諧振頻率有規(guī)律地跳動，則會出現(xiàn)極寬且具破壞性的電壓變化。