線性穩(wěn)壓器和開(kāi)關(guān)模式電源的基本概念

1、線性穩(wěn)壓器和開(kāi)關(guān)模式電源的基本概念關(guān)鍵字：線性穩(wěn)壓器開(kāi)關(guān)模式電源 SMPS摘要本文闡述了線性穩(wěn)壓器和開(kāi)關(guān)模式電源（SMPS）的基本概念。目的是針對(duì)那些對(duì)電源設(shè) 計(jì)和選擇可能不很熟悉的系統(tǒng)工程師。文章說(shuō)明了線性穩(wěn)壓器和SMPS的基本工作原理，并討論了每種解決方案的優(yōu)勢(shì)和劣勢(shì)。以降壓型轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)一步解釋了開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)考慮因素。引言如今的設(shè)計(jì)要求在電子系統(tǒng)中有越來(lái)越多的電源軌和電源解決方案，且負(fù)載范圍從幾 mA（用于待機(jī)電源）到100A以上（用于ASIC電壓調(diào)節(jié)器）。重要的是必需選擇針對(duì)目標(biāo)應(yīng)用 的合適解決方案并滿足規(guī)定的性能要求，例如：高效率、緊湊的印刷電路板（PCB）空間、準(zhǔn)確的輸出調(diào)節(jié)、

2、快速瞬態(tài)響應(yīng)、低解決方案成本等。對(duì)于系統(tǒng)設(shè)計(jì)師來(lái)說(shuō)，電源管理設(shè)計(jì)正成為一項(xiàng)日益頻繁和棘手的工作，而他們當(dāng)中許多人可能并沒(méi)有很強(qiáng)的電源技術(shù)背景。電源轉(zhuǎn)換器利用一個(gè)給定的輸入電源來(lái)產(chǎn)生用于負(fù)載的輸出電壓和電流。其必需在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)情況下滿足負(fù)載電壓或電流調(diào)節(jié)要求。另外，它還必須在組件發(fā)生故障時(shí)對(duì)負(fù)載和系統(tǒng)提供保護(hù)。視具體應(yīng)用的不同，設(shè)計(jì)師可以選擇線性穩(wěn)壓器（LR）或開(kāi)關(guān)模式電源（SMPS）解決方案。為了選擇最合適的解決方案，設(shè)計(jì)師應(yīng)熟知每種方法的優(yōu)點(diǎn)、不足和設(shè)計(jì)關(guān)注點(diǎn)， 這是十分重要。本文將著重討論非隔離式電源應(yīng)用，并針對(duì)其工作原理和設(shè)計(jì)的基本知識(shí)作相關(guān)介紹。線性穩(wěn)壓器線性穩(wěn)壓器的工作原理我們從一個(gè)

3、簡(jiǎn)單的例子開(kāi)始。在 嵌入式系統(tǒng)中，可從前端電源提供一個(gè)12V總線電壓軌。在系統(tǒng)板上，需要一個(gè)3.3V電壓為一個(gè)運(yùn)算放大器（運(yùn)放）供電。產(chǎn)生3.3V電壓最簡(jiǎn)單的方法是使用一個(gè)從 12V總線引出的電阻分壓器，如圖1所示。這種做法效果好嗎？回答常常是 召。在不同的工作條件下，運(yùn)放的Vcc引腳電流可能會(huì)發(fā)生變化。假如采用一個(gè)固定的電阻分壓器，貝U IC Vcc電壓將隨負(fù)載而改變。此外，12V總線輸入還有可能未得到良好的調(diào)節(jié)。在同一個(gè)系統(tǒng)中，也許有很多其他的負(fù)載共享12V電壓軌。由于總線阻抗的原因，12V總線電壓會(huì)隨著總線負(fù)載情況的變化而改變。因此，電阻分壓器不能為運(yùn)放提供一個(gè)用于確保其正確操作的3.3

4、V穩(wěn)定電壓。于是，需要一個(gè)專用的電壓調(diào)節(jié)環(huán)路。如圖2所示，反饋環(huán)路必需調(diào)整頂端電阻器R1的阻值以動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié) Vcc上的3.3V。12VdcBUS3.3VVCCLOAD；R2圖1:電阻分壓器采用12V總線輸入產(chǎn)生3.3Vdc12VgUSfo圖2 :反饋環(huán)路調(diào)整串聯(lián)電阻器R1的阻值以調(diào)節(jié)3.3V。此類可變電阻器可利用一個(gè)線性穩(wěn)壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖3所示。線性穩(wěn)壓器使一個(gè)雙極性或場(chǎng)效應(yīng)功率晶體管（FET）在其線性模式中運(yùn)作。這樣，晶體管起的作用就是一個(gè)與輸出 負(fù)載相串聯(lián)的可變電阻器。從概念上說(shuō)，如需構(gòu)建反饋環(huán)路， 可由一個(gè)誤差放大器利用一個(gè)采樣電阻器網(wǎng)絡(luò)（Ra和Rb）來(lái)檢測(cè)DC輸出電壓，然后將反饋電壓V

5、fb與一個(gè)基準(zhǔn)電壓 Vref進(jìn)行比較。誤差放大器輸出電壓通過(guò)一個(gè)電流放大器驅(qū)動(dòng)串聯(lián)功率晶體管的基極。當(dāng)輸入 Vbus電壓下降或負(fù)載電流增大時(shí)，Vcc輸出電壓下降。反饋電壓 Vfb也將下降。因此，反饋誤差放大器和電流放大器產(chǎn)生更多的電流并輸入晶體管Q1的基極。這將減小電壓降Vce，因而使Vcc輸出電壓恢復(fù)，這樣一來(lái) Vfb=Vref。另一方面，如果 Vcc輸出電壓上升，則負(fù) 反饋電路采取相似的方式增加 Vce以確保3.3V輸出的準(zhǔn)確調(diào)節(jié)?？傊?，Vo的任何變化都被 線性穩(wěn)壓器晶體管的 Vce電壓所消減。所以，輸出電壓Vcc始終恒定并處于良好調(diào)節(jié)狀態(tài)。圖3 :線性穩(wěn)壓器可實(shí)現(xiàn)一個(gè)可變電阻器以調(diào)節(jié)輸出

6、電壓為什么采用線性穩(wěn)壓器？長(zhǎng)期以來(lái)，線性穩(wěn)壓器一直得到業(yè)界的廣泛采用。在開(kāi)關(guān)模式電源于上世紀(jì)60年代后成為主流之前，線性穩(wěn)壓器曾經(jīng)是電源行業(yè)的基礎(chǔ)。即使在今天，線性穩(wěn)壓器仍然在眾多的應(yīng)用中廣為使用。除了簡(jiǎn)單易用之外，線性穩(wěn)壓器還擁有其他的性能優(yōu)勢(shì)。電源管理供應(yīng)商開(kāi)發(fā)了許多集成型線性穩(wěn)壓器。典型的集成線性穩(wěn)壓器只需要Vin、Vout、FB和任選的GND引腳。圖4示出了一款典型的 3引腳線性穩(wěn)壓器LT1083，它是凌力爾特公司在 20多年前開(kāi)發(fā)的。該 器件僅需一個(gè)輸入電容器、輸出電容器和兩個(gè)反饋電阻器以設(shè)定輸出電壓。幾乎所有的電氣工程師都可以運(yùn)用這些簡(jiǎn)單的線性穩(wěn)壓器來(lái)設(shè)計(jì)電源。圖4 :集成型線性穩(wěn)

7、壓器實(shí)例：只有3個(gè)引腳的7.5A線性穩(wěn)壓器。一個(gè)缺點(diǎn)一一線性穩(wěn)壓器會(huì)消耗大量的功率采用線性穩(wěn)壓器的一個(gè)主要缺點(diǎn)是其運(yùn)行于線性模式之串聯(lián)晶體管Q1會(huì)有過(guò)大功率耗散。如前文所述，線性穩(wěn)壓器從概念上講是一個(gè)可變電阻器。由于所有的負(fù)載電流都必須經(jīng)過(guò)串聯(lián)電阻器，故其功率耗散為Ploss=(Vin -Vo)?O。在該場(chǎng)合中，線性穩(wěn)壓器的效率可由下式快速估算：可由=_ =沁二魚Pcutpjt+Ploss Vo*Io+V|MVo)*Iq V內(nèi)于是在圖1所示的例子中，當(dāng)輸入為12V且輸出為3.3V時(shí)，線性穩(wěn)壓器的效率僅為27.5%。在此場(chǎng)合中，72.5%的輸入功率完全浪費(fèi)掉了，并在穩(wěn)壓器中產(chǎn)生了熱量。這意味 著

8、晶體管必須具備在最壞情況下(最大Vin和滿負(fù)載)處理其功率/熱耗散的熱能力。因此，線 性穩(wěn)壓器及其散熱器的尺寸可能很大，特別是在Vo遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于Vin的時(shí)候。如圖5所示，線性穩(wěn)壓器的最大效率與 Vo/V in之比成比例。0flQOC0SO4U2OI0?0 40.60.81VoA/inR25圖5 :線性穩(wěn)壓器的最大效率與Vo/Vin之比的關(guān)系。另一方面，線性穩(wěn)壓器可以在V。接近Vin的情況下具有非常高的效率，然而，線性穩(wěn)壓器(LR)存在另一個(gè)局限性，即Vin和V。之間的最小電壓差。LR中的晶體管必須在其線性 模式中運(yùn)作。于是，其在雙極型晶體管的集電極至發(fā)射極兩端或FET的漏極至源極兩端需要一個(gè)確定的

9、最小電壓降。當(dāng)V。過(guò)于接近VIN時(shí)，LR也許不再能夠調(diào)節(jié)輸出電壓。那些能夠在低裕量(Vin -Vo)條件下工作的線性穩(wěn)壓器被稱為低壓差穩(wěn)壓器(LDO)。另外，還有一個(gè)明顯之處就是線性穩(wěn)壓器或LDO只能提供降壓DC/DC轉(zhuǎn)換。在那些要求V。電壓高于Vin電壓，或者需要從一個(gè)正 Vin電壓產(chǎn)生負(fù)V。電壓的應(yīng)用中，線性穩(wěn)壓 器顯然是不起作用。具均流功能的線性穩(wěn)壓器可提供大功率8對(duì)于需要更大功率的應(yīng)用，必須把穩(wěn)壓器單獨(dú)地安裝在一個(gè)散熱器上以散逸熱量。在全表面貼裝型系統(tǒng)中，這并非可選方案，因此功率耗散的限制條件(比如1W)使輸出電流受到限制。不幸的是，要想直接通過(guò)線性穩(wěn)壓器的并聯(lián)來(lái)散播產(chǎn)生的熱量并不容易

10、。用一個(gè)高精度電流源取代圖 3中所示的電壓基準(zhǔn)，將允許直接把線性穩(wěn)壓器并聯(lián)起來(lái) 以分散電流負(fù)載，從而在 IC之間傳播消散的熱量。這使得可以在高輸出電流的全表面貼裝 型應(yīng)用中使用線性穩(wěn)壓器，在此類應(yīng)用中，電路板上的任何單一點(diǎn)中只能耗散有限的熱量。LT3080是首款能夠通過(guò)并聯(lián)使用以提供較大電流的可調(diào)型線性穩(wěn)壓器。如圖6所示,該器件具有一個(gè)連接至運(yùn)算放大器同相輸入端的高精度零溫度系數(shù)(TC)10 A內(nèi)部電流源。利用單個(gè)外部電壓設(shè)定電阻器Rset，可以在0V至(Vin -Vdropout )的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)線性穩(wěn)壓器的輸出電壓。L13080L2VT0 36VCONTROLSET< Vqut - R

11、set t 叩aOUT1JVOUT2 2|JF圖6:利用單個(gè)電阻器完成設(shè)定的LDO LT3080具有一個(gè)高精度電流源基準(zhǔn)。如圖7所示，通過(guò)并聯(lián)LT3080以實(shí)現(xiàn)均流是十分容易的。只需把各個(gè)LT3080的SET引腳連接在一起；兩個(gè)穩(wěn)壓器就能共享同一個(gè)基準(zhǔn)電壓。由于運(yùn)算放大器經(jīng)過(guò)精確的修整， 因此調(diào)節(jié)引腳與輸出之間的失調(diào)電壓小于2mV。在該場(chǎng)合中，僅需要10mQ的鎮(zhèn)流電阻（其可以是一個(gè)小的外部電阻器與PCB走線電阻之和）即可平衡負(fù)載電流并實(shí)現(xiàn)優(yōu)于80%的均衡共享。需要更大的功率嗎？即使并聯(lián)510個(gè)器件也是合理的。O(JI ：lr-|C圖7 :通過(guò)兩個(gè)LT3080線性穩(wěn)壓器的并聯(lián)來(lái)提供更高的輸出電流

12、。線性穩(wěn)壓器更為可取的的應(yīng)用在很多應(yīng)用中，線性穩(wěn)壓器和LDO可提供優(yōu)于開(kāi)關(guān) 電源的解決方案，包括：1.簡(jiǎn)單/低成本的解決方案。線性穩(wěn)壓器和LDO簡(jiǎn)單易用，特別適合于那些具有低輸出電流、熱應(yīng)力不很關(guān)鍵的低功率應(yīng)用。無(wú)需外部功率電感器。2低噪聲/低紋波應(yīng)用。對(duì)于那些對(duì)噪聲敏感的應(yīng)用（例如：通信和無(wú)線電設(shè)備）而言，最大限度地抑制電源噪聲是非常關(guān)鍵的。線性穩(wěn)壓器具有非常低的輸出電壓紋波（因?yàn)闆](méi)有頻繁接通和關(guān)斷的組件），而且線性穩(wěn)壓器還可以擁有非常高的帶寬。所以，幾乎不存在EMI問(wèn)題。有些特殊的 LDO（比如：凌力爾特的 LT1761 LDO系列）在輸出端的噪聲電壓低至 20Vms。這么低的噪聲水平 S

13、MPS幾乎是不可能實(shí)現(xiàn)的。即使采用ESR非常低的電容器， SMPS的輸出紋波往往也將達(dá)到 mV級(jí)。3快速瞬態(tài)應(yīng)用。線性穩(wěn)壓器反饋環(huán)路一般都是內(nèi)置的，因此無(wú)需外部補(bǔ)償。相比于 SMPS，線性穩(wěn)壓器通常具有較寬的控制環(huán)路帶寬和較快的瞬態(tài)響應(yīng)。4低壓差應(yīng)用。對(duì)于那些輸出電壓接近輸入電壓的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，LDO可能比SMPS更有效。有非常低壓差 LDO（VLDO），例如：凌力爾特的 LTC1844、LT3020和LTC3025，這 些器件可提供20mV至90mV的壓差電壓和高達(dá)150mA的電流。最小輸入電壓可低至 0.9V。 由于LR中沒(méi)有AC開(kāi)關(guān)損耗，因此LR或LDO的輕負(fù)載效率與其滿負(fù)載效率很相近。SM

14、PS常常因其AC開(kāi)關(guān)損耗的緣故而具有較低的輕負(fù)載效率。在輕負(fù)載效率同樣十分關(guān)鍵的電池供電型應(yīng)用中，LDO可提供一種優(yōu)于 SMPS的解決方案?？傊?，設(shè)計(jì)師之所以使用線性穩(wěn)壓器或LDO，原因就在于其具有簡(jiǎn)單、低噪聲、低成本、易于使用以及可提供快速瞬態(tài)響應(yīng)等特性。如果V。接近于VIN，LDO也許比SMPS效率更高。為什么使用開(kāi)關(guān)模式電源？一個(gè)脫口而出的回答是：效率高。在SMPS中，晶體管運(yùn)作于開(kāi)關(guān)模式而不是線性模式。這意味著，當(dāng)晶體管導(dǎo)通并傳導(dǎo)電流時(shí)，其電源通路兩端的電壓降是最小的。當(dāng)晶體管關(guān)斷并隔離高電壓時(shí)， 其電源通路中幾乎沒(méi)有電流通過(guò)。所以半導(dǎo)體晶體管很像一個(gè)理想的開(kāi)關(guān)。晶體管中的功率損失于是

15、得到了最大限度的減少。高效率、低功率耗散和高功率密度(小尺寸)是設(shè)計(jì)師用SMPS替代線性穩(wěn)壓器或 LDO(特別是在大電流應(yīng)用中)的主要原因。例 如：現(xiàn)今的12Vin、3.3V out開(kāi)關(guān)模式同步降壓型電源通常能夠?qū)崿F(xiàn)90%的效率，而線性穩(wěn)壓器則不到27.5%。這意味著至少可以使功耗和尺寸減少8倍。最普及的開(kāi)關(guān)電源一一降壓型轉(zhuǎn)換器圖8示出了最簡(jiǎn)單和最普及的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器一一降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。其具有兩種操作模式，取決于晶體管 Q1是接通還是關(guān)斷。為了簡(jiǎn)化討論，假設(shè)所有的功率器件都是理想的。 當(dāng)開(kāi)關(guān)(晶體管)Q1接通時(shí)，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓 Vsw=Vin，而且電感器L電流由(Vin -/o)充電。圖 8

16、(a)示出了該電感器充電模式中的等效電路。當(dāng)開(kāi)關(guān)Q1關(guān)斷時(shí)，電感器電流通過(guò)續(xù)流二極管D1 ,如圖8(b)所示。開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓 Vsw=0 V,電感器L電流由Vo負(fù)載放電。由于理想二 極管不能在穩(wěn)態(tài)中擁有 DC電壓，因此平均輸出電壓 V?？捎上率浇o出：Vo(dc)= AVGVsw=*V|N式中的Ton為開(kāi)關(guān)周期Ts之內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間間隔。如果把T°n/Ts之比定義為占空比 D ,則輸出電壓V。為：V0(DC)=VIN = ®*VIN當(dāng)濾波電感器L和輸出電容器 Co的數(shù)值足夠高時(shí)，輸出電壓 V。是一個(gè)僅具有 mV級(jí) 紋波的DC電壓。在這種場(chǎng)合中，對(duì)于一個(gè) 12V輸入降壓電源，從概念上

17、講 27.5%的占空 比可提供一個(gè)3.3V的輸出電壓。01DUTYCYCLEQIA. INDUCTOR CHARGING L'ODE0. iNDUCTOFI DISCHARGING MODEG5lLOAD畑A如TVlD*TS MMTs丁LOADIlv0/*'GfhllNl_ _LOADJVq圖8 :降壓型轉(zhuǎn)換器操作模式和典型波形。理想電感器不能在穩(wěn)-秒平衡。根據(jù)圖8中除了上面的取平均法之外， 還有另一種推導(dǎo)占空比方程式的方法。 態(tài)中擁有DC電壓。因此它必須在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期之內(nèi)保持電感器伏特 的電感器電壓波形，伏特-秒平衡要求：(V|N-Vo)*D*Ts = Vo*(1-D)*Ts

18、因此，Vo =Vin * 0(5)式與式相同?？砂严嗤姆?秒平衡方法用于其他的 DC/DC拓?fù)洌酝茖?dǎo)占空 比與V|N和Vo的關(guān)系方程式。降壓型轉(zhuǎn)換器中的功率損耗DC傳導(dǎo)損耗在采用理想組件（在導(dǎo)通狀態(tài)中電壓降為零，并具有零開(kāi)關(guān)損耗 ）的情況下，理想降壓轉(zhuǎn) 換器的效率可達(dá)100%。在現(xiàn)實(shí)中，功率耗散始終與每一種功率組件有關(guān)。在SMPS中有兩類損耗：DC傳導(dǎo)損耗和AC開(kāi)關(guān)損耗。降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗主要源于晶體管Q1、二極管D1和電感器L在傳導(dǎo)電流時(shí)其兩端的電壓降。為簡(jiǎn)化討論，在下面的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中忽略電感器電流的AC紋波。倘若將MOSFET用作功率晶體管，則 MOSFET的傳導(dǎo)損耗等于Iq2?

19、Rds（on）?D，式中的Rds（on）為 MOSFET Q1的導(dǎo)通電阻。二極管的傳導(dǎo)功率損耗等于Iq?Vd?（1 D），式中的Vd為二極管D1的正向電壓降。電感器的傳導(dǎo)損耗為Io2?Rdcr ,式中的Rdcr是電感器繞組的銅電阻。于是，降壓型轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗大約為：Pc0NL0SS = / * D + Io * Vq * （1 - D） + Iq2*Rdcr例如：一個(gè)12V輸入、3.3V/10A max輸出降壓 電源可以使用下面的組件：MOSFET RDSQN)=10mQ，電感器Rdcr=2htQ ,二極管正向電壓 Vd=0.5V。因此，滿負(fù)載時(shí) 的傳導(dǎo)損耗為：Pcon LOS = 10?

20、10 Itr3 0.275 + 10 0$ *(1 - 0.275) + 102 * 2* 1(r3(W)二 0.275W t 3.62W iO.2W=4.995W如果只考慮傳導(dǎo)損耗，則轉(zhuǎn)換器效率為:BUCK-CON =卩 OUTPUTPqutput+Pconloss3.3V*10A33W7T095W= 88.96%(S)上面的分析表明：續(xù)流二極管產(chǎn)生3.62W的功率損耗，遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于 MOSFET Q1和電感器L的傳導(dǎo)損耗。如需進(jìn)一步改善效率，可用一個(gè)MOSFET Q2來(lái)替代二極管 D1，如圖9所示。這種轉(zhuǎn)換器被稱為同步降壓型轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要與 Q1柵極互補(bǔ)的信號(hào)，也就是Q2只在Q1斷開(kāi)的

21、時(shí)候?qū)āＭ浇祲盒娃D(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗為：Pcon loss = Io3*Ros 1（0N）+ Io2*Hds2（on）*（1D）+1* Rdcr（9）如果還把一個(gè)10n R ds（on） MOSFET用于Q2，則同步降壓型轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗和效 率為：Pcon LOS = 102 0.015 0.275 + 102 * 0.015 (1 -0.275) + 102-10-3(W) = 0.275W + 0725W +0.2W = t2W(10)t1buck comPOUTFUTPOUTFUT+PCON_LOSS3.3V *10A二33W+1.2W=96.45%(11)上例表明：同步降壓型轉(zhuǎn)換器的

22、效率高于傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器，特別是對(duì)于那些占空比很小和二極管D1傳導(dǎo)時(shí)間很長(zhǎng)的低輸出電壓應(yīng)用。1CYCLE圖9 :同步降壓型轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號(hào)。AC開(kāi)關(guān)損耗除了 DC傳導(dǎo)損耗之外，還存在其他由非理想功率組件引起并與AC/開(kāi)關(guān)操作相關(guān)的功率損耗。1. MOSFET開(kāi)關(guān)損耗。實(shí)際的晶體管其接通和關(guān)斷需要時(shí)間。所以，在接通和關(guān)斷瞬 變期間存在電壓和電流重疊，這會(huì)產(chǎn)生AC開(kāi)關(guān)損耗。圖10示出了同步降壓型轉(zhuǎn)換器中的MOSFET Q1的典型開(kāi)關(guān)波形。頂端FET Q1的寄生電容器 Cgd之充電和放電以及電荷 Qgd 決定了大部分的 Q1開(kāi)關(guān)時(shí)間和相關(guān)損耗。 在同步降壓轉(zhuǎn)換器中， 底端FET Q2的開(kāi)關(guān)損

23、耗 很小，這是因?yàn)?Q2始終在其體二極管導(dǎo)電之后接通，而在其體二極管導(dǎo)電之前則被關(guān)斷， 同時(shí)體二極管兩端的電壓降很低。然而，Q2的體二極管反向恢復(fù)電荷也會(huì)增加頂端FET Q1的開(kāi)關(guān)損耗，并產(chǎn)生開(kāi)關(guān)電壓振鈴和EMI噪聲。（12）式表明：控制FET Q1的開(kāi)關(guān)損耗與轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率fs成比例。Q1的能量損耗Eon和E°ff之準(zhǔn)確計(jì)算并不簡(jiǎn)單，不過(guò)可以 在MOSFET供應(yīng)商的應(yīng)用手冊(cè)里找到。PSW_LOS5=PQ1 .SW + PC0RLSW+PDRV+ DEADTIME （竹）圖10 :降壓轉(zhuǎn)換器中的頂端FET Q1的典型開(kāi)關(guān)波形和損耗。2. 電感器磁芯損耗 PsW_CORE。實(shí)際的電感

24、器也具有一個(gè)與開(kāi)關(guān)頻率成某種函數(shù)關(guān)系的AC損耗。電感器AC損耗主要源自磁芯損耗。在高頻 SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉或鐵 氧體。一般來(lái)說(shuō)，鐵粉芯的飽和過(guò)程比較舒緩，但具有高的磁芯損耗，而鐵氧體材料的飽和過(guò)程雖然較為急劇， 但磁芯損耗較少。 鐵氧體是陶瓷鐵磁材料，其具有一種由氧化鐵與氧化錳或氧化鋅的混合物構(gòu)成的晶體結(jié)構(gòu)。磁芯損耗主要是由于磁滯損耗引起的。磁芯或電感器制造商通常都提供了磁芯損耗數(shù)據(jù)，以便電源設(shè)計(jì)師估算AC電感器損耗之用。3. 其他的AC相關(guān)損耗。其他與 AC相關(guān)的損耗包括柵極驅(qū)動(dòng)器損耗 PSW_GATE （其等于 Vdrv?Qg?E）和死區(qū)時(shí)間（當(dāng)頂端FET Q1和底端FET Q

25、2均處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)）體二極管傳導(dǎo)損 耗，其等于（ATOn + Atoff）?Vd（Q2）?fs°總之，與開(kāi)關(guān)操作相關(guān)的損耗包括：P$W_LOSS = PQ1_SW+POORERW* PdRV4 PdFAD丁IME3）開(kāi)關(guān)操作相關(guān)損耗的計(jì)算通常并不容易。開(kāi)關(guān)操作相關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率fs成比例。在12Vin、3.3V°/10Amax同步降壓型轉(zhuǎn)換器中，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為200kHz至500kHz時(shí)，AC損耗引起的效率損失大約為 2%到5%。所以在滿負(fù)載時(shí)的總效率約為93%，這遠(yuǎn)遠(yuǎn)好于LR或LDO電源。發(fā)熱量或尺寸可縮減將近10倍。開(kāi)關(guān)電源組件的設(shè)計(jì)考慮開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化一般而言，較高的開(kāi)關(guān)頻

26、率意味著較小尺寸的輸出濾波器組件L和Co。因此，可以縮減電源的尺寸和成本。另外，較高的帶寬還能改善負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。然而，較高的開(kāi)關(guān)頻率也意味著較高的AC相關(guān)功率損耗，這就需要采用較大的電路板空間或散熱器來(lái)限制熱應(yīng)力。目前，對(duì)于10A的輸出電流應(yīng)用，大多數(shù)降壓電源均工作于100kHz至1MHz2MHz的頻率范圍。對(duì)于v 10A的負(fù)載電流，開(kāi)關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。對(duì)于每款設(shè)計(jì)而言，其最佳頻率都是謹(jǐn)慎權(quán)衡尺寸、成本、效率及其他性能參數(shù)之后得出的結(jié)果。輸出電感器的選擇在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感器峰至峰紋波電流可采用下式計(jì)算：M JVIN-V0).V0/VIN川L呼P) 帀匸04)對(duì)于一個(gè)給定的開(kāi)關(guān)頻率，低

27、電感將產(chǎn)生大的紋波電流并導(dǎo)致大的輸出紋波電壓。大紋波電流還會(huì)增加 MOSFET RMS 電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感值意味著大的電感器 尺寸，并有可能導(dǎo)致很高的電感器DCR和傳導(dǎo)損耗。一般來(lái)說(shuō)，當(dāng)挑選電感器時(shí)，應(yīng)選擇10%60%的峰至峰紋波電流與最大 DC電流之比。電感器供應(yīng)商通常規(guī)定了DCR、RMS(加熱)電流和飽和電流額定值。應(yīng)在供應(yīng)商指定的最大額定值范圍內(nèi)設(shè)計(jì)電感器的最大DC電流和峰值電流，這一點(diǎn)是很重要。功率MOSFET的選擇當(dāng)選擇用于降壓轉(zhuǎn)換器的 MOSFET時(shí)，首先需確定其最大 Vds額定值高于電源 Vin(max) 并具有足夠的裕量。然而，不要選擇額定電壓過(guò)高的FET。例如：

28、對(duì)于一個(gè)16V in(max)電源，額定電壓為25V或30V的FET就很適合。額定電壓為 60V的FET就過(guò)高了，因?yàn)?FET 的導(dǎo)通電阻常常隨額定電壓的提高而增大。其次，F(xiàn)ET的導(dǎo)通電阻Rds(on)和柵極電荷Qg(或Qgd)是兩個(gè)最關(guān)鍵的參數(shù)。通常需要在柵極電荷 QG與導(dǎo)通電阻Rds(on)之間進(jìn)行權(quán)衡取舍。 一般而言，小硅芯片尺寸的FET具有低Qg ,但導(dǎo)通電阻Rds(on)很高；而采用大硅芯片的FET則具有低Rds(on)，但Qg很大。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂端MOSFET Q1兼具傳導(dǎo)損耗和AC開(kāi)關(guān)損耗。Q1通常需要采用低 Qg FET ,特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。 低壓側(cè)

29、的同步FET Q2具有小的AC損耗，因?yàn)樗３Ｔ谄?Vds電壓接近于零時(shí)接通或關(guān)斷。 在此場(chǎng)合中，對(duì)于同步 FET Q2而言，低Rds(on)比Qg更重要。當(dāng)單個(gè) FET不能處理總功 率時(shí)，可把多個(gè) MOSFET并聯(lián)起來(lái)使用。輸入和輸出電容器的選擇首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容器。降壓型轉(zhuǎn)換器中的輸入電容器具有脈沖開(kāi)關(guān)電流和大的紋波。因此，應(yīng)選擇具有足夠 RMS紋波電流額定值的輸入電容器以確保其壽命。在輸入端上通常并聯(lián)使用鋁電解電容器 和低ESR陶瓷電容器。輸出電容器不僅決定了輸出電壓紋波，而且也決定了負(fù)載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可采用(15)式計(jì)算。就高性能應(yīng)用而言，ESR和總電容對(duì)于最大

30、限度地抑制輸出紋波電壓和優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)都是十分重要的。通常，低ESR鉭電容器、低ESR聚合物電容器和多層陶瓷電容器(MLCC)是上佳的選擇。8'*s*CoUT(15)合上反饋調(diào)節(jié)環(huán)路對(duì)于開(kāi)關(guān)模式電源來(lái)說(shuō)還有另一個(gè)重要的設(shè)計(jì)階段，就是采用某種負(fù)反饋控制方案來(lái)完成調(diào)節(jié)環(huán)路。與采用 LR或LDO時(shí)相比，這常常是一項(xiàng)更具挑戰(zhàn)性的任務(wù)。其需要很好地 了解環(huán)路的運(yùn)行方式和補(bǔ)償設(shè)計(jì)，以利用一個(gè)穩(wěn)定的環(huán)路來(lái)優(yōu)化動(dòng)態(tài)性能。降壓型轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模型如上文所述，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作模式變化與接通或關(guān)斷狀態(tài)之間具有某種函數(shù)關(guān)系。它是一種分立和非線性系統(tǒng)。 為采用線性控制的方法進(jìn)行反饋環(huán)路的分析，需要線性小信號(hào)模

31、型1。由于輸出L-C濾波器的原因，占空比D至輸出V。的線性小信號(hào)轉(zhuǎn)移函數(shù)實(shí)際上是一 個(gè)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，如(16)式所示。有兩個(gè)位于輸出電感器和電容器之諧振頻率的極點(diǎn)。有一個(gè)由輸出電容和電容器ESR決定的零點(diǎn)。輸加些刼式中的 Sz_esr =2 n f_ESR =1/ESR?C。,電壓模式控制與電流模式控制的比較輸出電壓可以利用一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)節(jié)，如圖11所示。例如，當(dāng)輸出電壓增加時(shí),反饋電壓VFB增加，而負(fù)反饋誤差 放大器的輸出減小。于是占空比下降。因此，輸出電壓被拉回來(lái)以使 Vfb=Vref。誤差運(yùn)放的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以是 I類、II類或III類反饋放大器網(wǎng)絡(luò)4。 只有一個(gè)用于

32、調(diào)節(jié)輸出的控制環(huán)路。這種方案被稱為電壓模式控制。凌力爾特的LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。T_ ipPWM0V(hESRtCq° M4LOAD+n H-D也 VREFFEEDBACK CONTROLVCVkJTD圖11 :電壓模式控制型降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖。圖12示出了一款采用 LTC3775電壓模式降壓控制器的 5V至26V輸入、1.2V/15A輸 出同步降壓型電源。由于LTC3775具有前沿PWM調(diào)制架構(gòu)和非常低(30ns)的最小導(dǎo)通時(shí) 間，因此對(duì)于將高電壓汽車或工業(yè)電源降壓轉(zhuǎn)換到當(dāng)今微處理器和可編程邏輯芯片所需之1.2V低電壓的應(yīng)用，該電源的運(yùn)作良好。9

33、大功率應(yīng)用需要具均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。當(dāng)采用電壓模式控制時(shí)，需要一個(gè)額外的均流環(huán)路以在并聯(lián)的降壓通道之間平衡電流。用于電壓模式控制的典型均流方法是-主-從法。LTC3861就是這樣的一款多相(PolyPhase)電壓模式控制器。其非常低的±1.25mV電流檢測(cè)失調(diào)可使并聯(lián)相位之間的均流非常準(zhǔn)確，以平衡熱應(yīng)力。10Rilimt7320ILIWE!57 6k冷-3.5nFc?制2kViwc;JJ1 5V ro 26V330yFVlNFUklMESENSFBOOSTLTG3W6SWFPEQFBPGNDMODl/SYMCOOMPiWN'finDfdSGND4；VouT1 2V 1

34、iA 4/UpF2.&V圖12 : LTC3775電壓模式同步降壓電源可提供一個(gè)高降壓比。電流模式控制采用兩個(gè)反饋環(huán)路：一個(gè)與電壓模式控制轉(zhuǎn)換器之控制環(huán)路相似的外部電 壓環(huán)路，和一個(gè)負(fù)責(zé)把電流信號(hào)反饋至控制環(huán)路之中的內(nèi)部電流環(huán)路。圖13示出了峰值電流模式控制降壓型轉(zhuǎn)換器（其直接檢測(cè)輸出電感器電流 ）的概念方框圖。當(dāng)采用電流模式控制 時(shí)，電感器電流由誤差運(yùn)放輸出電壓決定。電感器變成了一個(gè)電流源。于是，從運(yùn)放輸出 Vc至電源輸出電壓 V。的轉(zhuǎn)移函數(shù)變成了一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng)。這大大簡(jiǎn)化了環(huán)路補(bǔ)償。 控制環(huán)路補(bǔ)償與輸出電容器 ESR零點(diǎn)的相關(guān)性較低，因而可以使用全陶瓷輸出電容器。電流模式控制還有許

35、多其他好處。如圖13所示，由于峰值電感器電流以一種逐周期的方式受限于運(yùn)放Vc，因此電流模式控制型系統(tǒng)在過(guò)載條件下提供了一種準(zhǔn)確度更高和速度 更快的電流限制。浪涌電感器電流在啟動(dòng)期間也處于良好受控的狀態(tài)。另外，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)電感器電流并不會(huì)快速改變，所以電源擁有上佳的電壓瞬態(tài)性能。當(dāng)多個(gè)轉(zhuǎn)換器并聯(lián)時(shí)， 運(yùn)用電流模式控制還可以非常容易地在電源之間分享電流，這一點(diǎn)對(duì)于采用多相降壓型轉(zhuǎn)換器來(lái)實(shí)現(xiàn)可靠的大電流應(yīng)用而言是很重要的。一般說(shuō)來(lái)，電流模式控制型轉(zhuǎn)換器的可靠性要高于電壓模式控制型轉(zhuǎn)換器。圖13 :電流模式控制型降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖。電流模式控制電路解決方案必需精確地檢測(cè)電流。電流檢測(cè)信號(hào)通常是一個(gè)

36、具有幾十mV電平的小信號(hào)，其對(duì)開(kāi)關(guān)噪聲很敏感。因此，需要實(shí)施正確和謹(jǐn)慎的PCB布局?？赏ㄟ^(guò)檢測(cè)流過(guò)一個(gè)檢測(cè)電阻器的電感器電流、電感器DCR壓降或MOSFET導(dǎo)電壓降來(lái)完成電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括凌力爾特的LTC3851A和LTC3855。恒定頻率與恒定導(dǎo)通時(shí)間控制的比較迪壓模式控制與電流模式控制的比較部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時(shí)鐘生成的恒定開(kāi)關(guān)頻率。這些恒定開(kāi)關(guān)頻率控制器可以容易地實(shí)現(xiàn)同步，對(duì)于大電流的多相降壓控制器來(lái)說(shuō)這是一項(xiàng)重要的特性。然而，如果負(fù)載升壓瞬變剛好在控制 FET Q1關(guān)斷之后發(fā)生，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個(gè)Q1關(guān)斷時(shí)間直到下一個(gè)周期開(kāi)始以響應(yīng)瞬變。

37、在具有小占空比的應(yīng)用中，最壞情況延遲接近一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。在此類低占空比應(yīng)用中，恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流模式控制具有較短的延遲以響應(yīng)負(fù)載升 壓瞬變。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導(dǎo)通時(shí)間降壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率幾乎是固定的。假如遭遇瞬變，則開(kāi)關(guān)頻率能夠快速改變以加快瞬態(tài)響應(yīng)。因此，電源擁有了改善的瞬態(tài)性能，而且可以減小輸出電容并降低其相關(guān)成本。然而，在采用恒定導(dǎo)通時(shí)間控制時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率有可能隨電壓或負(fù)載而改變。LTC3833是一款具有更精細(xì)的受控導(dǎo)通時(shí)間架構(gòu)的谷值電流模式降壓型控制器，該架構(gòu)是恒定導(dǎo)通時(shí)間控制架構(gòu)的一個(gè)變種，其不同之處是可通過(guò)控制導(dǎo)通時(shí)間而使開(kāi)關(guān)頻率在穩(wěn)定階段以及整 個(gè)電壓和負(fù)載情況下保持恒定。利用這種

38、架構(gòu)，LTC3833控制器可具有20ns的最小導(dǎo)通時(shí) 間，并實(shí)現(xiàn)從高達(dá) 38Vin至0.6V。的降壓應(yīng)用。該控制器可同步至一個(gè)頻率范圍為200kHz至2MHz的外部時(shí)鐘。圖14示出了一個(gè)具有 4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。11如圖15所示，該電源能夠?qū)ν话l(fā)的高擺率負(fù)載瞬變做出快速響應(yīng)。在 負(fù)載升壓瞬變期間，開(kāi)關(guān)頻率增加以提供更快的瞬態(tài)響應(yīng)。而在負(fù)載降壓瞬變過(guò)程中，占空比下降至零。所以，僅輸出電感器限制電流擺率。除了 LTC3833之外,LTC3838和LTC3839控制器也為多輸出或多相應(yīng)用提供了具快速瞬態(tài)響應(yīng)的多相解決方案。INTVccCssoIpF1j

39、 hiLTCS833PGOODUOUTRUN汛旳-W箱1GMDOEPI 1 INSWEKIVccBOOfiTIftACKTSSINFfeHMMWRTVJSMSSGhJDV0£M$nPGD lOQK -VA-IHRifh S4.5K.VA-i-Rt 1$7k VA11 Rsehse二二恥1x2l.&Z恥A'Cqutj laoiiF V|NGm 4馴81旳1 IM1V士 *2 吉 IfiVCOVT1JiQjF圖14 :采用LTC3833的快速、受控導(dǎo)通時(shí)間電流模式電源。I LOADPilA /DIV5Ops/DIVV|N- 12VVouj = 1.5VLOAD TRANS

40、IENT = OA TO20A圖15 : LTC3833電源可在快速負(fù)載階躍瞬變期間提供快速響應(yīng)。環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性不管是從電氣角度還是從聲學(xué)角度來(lái)看，設(shè)計(jì)精良的SMPS都是安靜的。對(duì)于一個(gè)欠補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)(其往往不穩(wěn)定)而言，情況就不是這樣了。欠補(bǔ)償電源的典型癥狀包括：來(lái)自磁性組件或陶瓷電容器的可聽(tīng)噪聲、開(kāi)關(guān)波形中的抖動(dòng)、 輸出電壓的振蕩等等。過(guò)度補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)可以非常穩(wěn)定和安靜，但代價(jià)是瞬態(tài)響應(yīng)速度緩慢。此類系統(tǒng)具有一個(gè)非常低的環(huán)路穿越 頻率，通常低于10kHz。瞬態(tài)響應(yīng)緩慢的設(shè)計(jì)需要過(guò)大的輸出電容以滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求， 因而增加了總體電源成本和尺寸。最優(yōu)的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)是穩(wěn)定和安靜的，但不是過(guò)度補(bǔ)償?shù)?/p>

41、，因此它也具有快速響應(yīng)以盡量減小輸出電容。有很多文章都討論了怎樣為電壓模式控制和電流模式控制型SMPS優(yōu)化環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的問(wèn)題 2-4。對(duì)于欠缺經(jīng)驗(yàn)的電源設(shè)計(jì)師來(lái)說(shuō)，小 信號(hào)建模和環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)會(huì)很困難。凌力爾特的LTpowerCAD設(shè)計(jì)工具可處理精細(xì)復(fù)雜的方程式并大大簡(jiǎn)化環(huán)路補(bǔ)償 6。LTspice仿真工具整合了所有的凌力爾特器件模型，并提供了額外的時(shí)域仿真以優(yōu)化設(shè)計(jì)。不過(guò)，在原型設(shè)計(jì)階段，環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能的測(cè)試/驗(yàn)證常常是必要的。一般而言，閉合電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能是利用兩個(gè)重要的數(shù)值來(lái)評(píng)估的：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕度。環(huán)路帶寬由穿越頻率 fc進(jìn)行量化，在該頻率上環(huán)路增益 T(s)等于1(0d

42、B)。環(huán) 路穩(wěn)定性裕度通常采用相位裕度或增益裕度來(lái)量化。環(huán)路相位裕度 m被定義為穿越頻率上T(s)相位= T80°之頻率上總T(s)相位延遲與-80°之間的差異。增益裕度則被定義為在總T(s)增益與0dB之間的差異。對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，通常認(rèn)為45°的相位裕度和10dB的增益裕度是足夠的。圖16示出了一款LTC3829 12V卜至1V°/60A三相降壓轉(zhuǎn)換器的典型環(huán)路增益博德圖。在該例中，穿越頻率為45kHz，相位裕度為64°。增益裕度接近20dB 。圖16 : LTpowerCAD設(shè)計(jì)工具提供了一種優(yōu)化環(huán)路補(bǔ)償和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的簡(jiǎn)易方法(三相、

43、單輸出LTC3829降壓型轉(zhuǎn)換器實(shí)例)。針對(duì)大電流應(yīng)用的多相降壓型轉(zhuǎn)換器由于數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)速度越來(lái)越快、規(guī)模越來(lái)越大，其處理器和存儲(chǔ)器單元需要在不斷降低的電壓下獲得更大的電流。在這些大電流條件下，對(duì)電源的需求成倍地提高。近年來(lái)，多相同步降壓型轉(zhuǎn)換器由于其高效率和均勻的熱分布而被廣泛地應(yīng)用于大電流、低電壓電源解決方案。此外，利用多個(gè)交錯(cuò)式的降壓轉(zhuǎn)換器相位還可以顯著地降低輸入和輸出側(cè)上的紋波 電流，從而減小輸入和輸出電容器并壓縮相關(guān)的電路板空間和成本。在多相降壓型轉(zhuǎn)換器中， 精準(zhǔn)的電流檢測(cè)和均流變得極其重要。優(yōu)良的均流可確保均勻的熱分布和高的系統(tǒng)可靠性。由于其在穩(wěn)態(tài)及瞬變期間的固有均流能力，電流模式

44、控制型降壓轉(zhuǎn)換器通常是首選。凌力爾特的LTC3856和LTC3829是具有精準(zhǔn)電流檢測(cè)和均流功能的典型多相降壓控制器。對(duì)于2、3、4、6和12相系統(tǒng)，可采取菊鏈的方式將多個(gè)控制器連接起來(lái)以提供20A至200A以上的輸出電流。高性能控制器的其他要求高性能的降壓型控制器需要具備許多其他的重要特性。軟起動(dòng)功能常常是控制啟動(dòng)期間 的浪涌電流所必需的。過(guò)流限制和短路鎖斷能夠在輸出過(guò)載或短路時(shí)保護(hù)電源。過(guò)壓保護(hù)功 能可為系統(tǒng)中的昂貴負(fù)載裝置提供安全防護(hù)。為了盡量抑制系統(tǒng)EMI噪聲，有時(shí)必須使控制器同步至一個(gè)外部時(shí)鐘信號(hào)。對(duì)于低電壓、大電流應(yīng)用，遠(yuǎn)端差分電壓采樣可補(bǔ)償PCB電阻壓降并準(zhǔn)確地調(diào)節(jié)遠(yuǎn)端負(fù)載上的輸

45、出電壓。在具有多個(gè)輸出電壓軌的精細(xì)復(fù)雜系統(tǒng)之中，不同電壓軌之間的排序和跟蹤也是必不可少的。PCB布局組件選擇和原理圖設(shè)計(jì)僅僅是電源設(shè)計(jì)過(guò)程的一半。開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的正確PCB布局始終是至關(guān)緊要。事實(shí)上，這說(shuō)法并沒(méi)有夸大。上佳的布局設(shè)計(jì)可優(yōu)化電源效率、減輕熱應(yīng)力， 而且最重要的是能夠盡量地抑制走線和組件之間的噪聲和相互影響。為此，設(shè)計(jì)師應(yīng)了解開(kāi)關(guān)電源中的電流傳導(dǎo)路徑和信號(hào)流，這一點(diǎn)很重要。獲得必要的經(jīng)驗(yàn)常常需要付出大量的努力。詳細(xì)的討論請(qǐng)見(jiàn)凌力爾特的應(yīng)用指南 136(Application Note 136)。7一"二-二2YJ一=;竈Id -+ 1 巧 OCT 町0FBC0ST?BOOSTSSW1BG1Pub jSENStrSENSfT瓏他8SW2RMI-THirty&ssensgt能MCID.irP0UT1E3MW陶diffnDIFFPSENSSiS*Mi圖17 :一款采用LTC3829的三相、單通道VO大電流降壓型轉(zhuǎn)換器。各種不同解決方案的選擇一一分立型、單片式和集成型電源在集成度方面，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以決定選擇分立型、單片式或全集成型電源模塊解決方案。圖18示出了面向典型負(fù)載點(diǎn)電源應(yīng)用的分立型和電源模塊解決方案實(shí)例。分立型解決方案采用一個(gè)控制器I