無線通信系統(tǒng)物理層的傳輸方案設計

1、（無線局域網(wǎng)場景）一、問題二：試設計一個完整的無線通信系統(tǒng)物理層的傳輸方案，要求滿足以下指標:1.： 54, <=10 -50252. 2053.：設系統(tǒng)工作在室內環(huán)境，有4 條徑，無多普勒頻移，各徑的相對時延為：0246，單位為100 ，多徑系數(shù)服從瑞利衰落，其功率隨時延變化呈指數(shù)衰減：0 -8 -16 -24 。請給出以下結果：A. 收發(fā)機結構框圖，主要參數(shù)設定B. 誤比特率仿真曲線（可假定理想同步與信道估計）二、系統(tǒng)選擇及設計設計1、系統(tǒng)要求20 帶寬實現(xiàn)5 頻帶上的無線通信系統(tǒng)；速率要求 : 54；誤碼率要求 :<=10 (-5) 。2、方案選取根據(jù)參數(shù)的要求，選擇 802

2、.11a 作為方案的基準，并在此基礎上進行一些改進，使實際的系統(tǒng)達到設計要求。802.11a 中對于數(shù)據(jù)速率、調制方式、編碼碼率及子載波數(shù)目的確定如表1 所示。()(R)()()61/21482493/414836121/229648183/42967224161/241929636163/4419214448642/3628819254643/46288216表 1802.11a定義的數(shù)據(jù)速率、調制方式、編碼碼率及子載波數(shù)目的與時延擴展、保護間隔、循環(huán)前綴及符號的持續(xù)時間相關的參數(shù)如表2 所示。48452()0.3125(=2064)3.2 s(1/ F )16 s()4.0s(1)110.

3、8 s(4)21.6 s(2)24s(1)8 s(10*4)8 s(2+2*)表 21802.11a定義的與時延擴展、保護間隔、循環(huán)前綴及符號的持續(xù)時間相關的參數(shù)參考標準選擇系統(tǒng)來實現(xiàn)，具體參數(shù)的選擇如下述。3、簡介的基本原理是將高速信息數(shù)據(jù)編碼后分配到并行的N 個相互正交的子載波上，每個載波上的調制速率很低(1) ，調制符號的持續(xù)間隔遠大于信道的時間擴散，從而能夠在具有較大失真和突發(fā)性脈沖干擾環(huán)境下對傳輸?shù)臄?shù)字信號提供有效的保護。系統(tǒng)對多徑時延擴散不敏感，若信號占用帶寬大于信道相干帶寬，則產生頻率選擇性衰落。的頻域編碼和交織在分散并行的數(shù)據(jù)之間建立了聯(lián)系，這樣，由部分衰落或干擾而遭到破壞的數(shù)

4、據(jù)，可以通過頻率分量增強的部分的接收數(shù)據(jù)得以恢復，即實現(xiàn)頻率分集。克服了和的大多數(shù)問題。把可用信道分成了許多個窄帶信號。每個子信道的載波都保持正交，由于他們的頻譜有1/2 重疊，既不需要像那樣多余的開銷，也不存在那樣的多用戶之間的切換開銷。過去的多載波系統(tǒng)，整個帶寬被分成N 個子信道，子信道之間沒有交疊，為了降低子信道之間的干擾，頻帶與頻帶之間采用了保護間隔，因而使得頻譜利用率降低，為了克服這種頻帶浪費，采用了N 個交疊的子信道，每個子信道的波特率是1，子信道的間隔也是1，這時各個子載波之間是正交的，因而在收端無需將頻譜分離即可接收。由于允許子載波頻譜混疊，其頻譜效率大大提高，因而是一種高效的

5、調制方式。的頻譜如圖1 所示。圖 1 信號的頻譜示意圖可以證明這種正交的子載波調制可以用來實現(xiàn)。需要指出的是既是一種調制技術，也是一種復用技術。圖 2 給出了的系統(tǒng)框圖，在系統(tǒng)中調制解調是使用和來實現(xiàn)的。圖 2 系統(tǒng)框圖3、參數(shù)確定在系統(tǒng)設計中，需要折中考慮各種系統(tǒng)要求，這些需求常常是矛盾的。通常有3 個主要的系統(tǒng)要求需要重點考慮：系統(tǒng)帶寬W 、業(yè)務數(shù)據(jù)速率R 及多徑時延擴展，包括時延擴展的均方根rms 和最大值max 。按照這3 個系統(tǒng)參數(shù)，設計步驟可分為3 步。首先，確定保護時間TG 。多徑時延擴展直接決定了保護時間的大小。作為重要的設計準則,保護時間至少是多徑時延擴展的均方根的2-4倍,

6、即TG(2-4) rms 。保護時間的取值依賴于系統(tǒng)的信道編碼與調制類型。高階調制（如64）比低階調制（如）對于和的干擾更加敏感。，而編碼的糾錯能力過目越強，越能降低這種對干擾的敏感特性。一旦保護時間確定，則的符號周期也就確定Ts TTG 就可以確定，其中 T 表示的積分時間，其倒數(shù)就是相鄰載波的間隔，即1。為了盡可能地減小由于保護時間造成的信噪比fT的損失，一般要求符號周期遠大于保護時間。但是，符號持續(xù)時間并不是越長越好，因這符號持續(xù)時間越長，則意味著需要的子載波數(shù)目越多，相鄰子載波機的間隔就會越小，增加了收發(fā)信機的實現(xiàn)復雜度，并且系統(tǒng)對于相位噪聲和頻率偏移更加敏感，還增大了系統(tǒng)的峰值-平均

7、功率（）。在實際系統(tǒng)設計中，符號周期至少是保護時間的5 倍，這就意味著，由于引入了冗余時間，信噪比會損失1 左右。確定了保護時間和符號周期后，就需要在3 的帶寬內，決定子載波的數(shù)目。一種方法是直接計算，即 NW。另一種方法是，載波數(shù)目可以根據(jù)總數(shù)據(jù)比特速率除以每個子載波承f載的比特速率得到。子載波的比特速率與調制類型、編碼碼率和符號速率都在關系。本系統(tǒng)采用第二種方法確定子載波的數(shù)目具體的參數(shù)如下所示：參數(shù)設計說明= 10000發(fā)送的符號數(shù)（）= 5e9中心頻率（）= 20e6抽樣頻率（）509抽樣時間（）T0= 2.460.86= 0.86(=48*509)(=16*509)(=16*5090

8、符號周期4000：（滿足20%）A = 1N=641） 首先計算信息量。由R 達到54 可以得到每個塊需要承載的信息量為：54*106*4*10(-9) = 2162） 選擇調制方式。采用64 調制，一個子載波6 則需要216/6 = 36個子載波。3） 編碼。采用3/4 碼率的卷積碼編碼，所需子載波數(shù)目為36/(3/4)=48個。4） 計算傳輸速率：(48*6*3/4)/(4000*10(-9)=54以上設計滿足系統(tǒng)的要求。三、系統(tǒng)實現(xiàn)1、收發(fā)機框圖根據(jù)上述系統(tǒng)設計，收發(fā)機框圖設計如下圖所示：發(fā)送機Cyslic PrefixP/S 轉換3/4卷積編碼64QAM 調制S/P轉換IFFT 64-

9、point信道接收機S/P轉換FFT64-pointP/S轉換64QAM 解調制3/4卷積解碼Remove CP圖 3 收發(fā)機框圖2、系統(tǒng)模塊接口數(shù)據(jù)產生：(1*);卷積碼編碼：2(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); = ();64 調制： ();64 解調： ();卷積碼譯碼：= 3*1000; %= (,'','',1) 。3、程序流程圖根據(jù)系統(tǒng)設計和收發(fā)機框圖，編碼實現(xiàn)該系統(tǒng)。程序流程如下圖所示：發(fā)送波形卷積編碼， R=?發(fā)送64QAM 調制IFFT加 CP通過多徑信道加高斯白噪聲去 CP接收FFT頻域均衡64QAM 解調維特比

10、譯碼輸出波形圖 4程序流程圖4、程序清單（見附錄）四、系統(tǒng)仿真結果及分析1、 64 的星座圖：圖516星座圖圖 6 64仿真圖2、經過多徑信道的信號波形：圖 7經過多徑信道后的輸出波形3、在多徑信道中疊加后的波形：圖 7疊加后的輸出波形4、均衡前：圖 8均衡前的波形5、均衡后：圖 9均衡后的波形均衡后各點的幅度變化范圍在-7， +7 之間，這與星座點取值(-7-7j, 7+7j) 有關。6、誤比特率曲線：圖 10誤比特率PM，得到 PM 。誤比特率 Pb ，利用轉換公式 PblogM2五、總結1、系統(tǒng)設計總結根據(jù)程序運行后的仿真結果，可以得到驗證，即：我們所設計的系統(tǒng)可以滿足系統(tǒng)設計要求：20

11、 帶寬實現(xiàn)5 頻帶上的無線通信系統(tǒng)；速率要求 : 54；誤碼率要求 :<=10 (-5) 。2、設計中遇到的問題和解決1）時域均衡時間的選擇由數(shù)字信號處理的理論可知，只有時域的循環(huán)卷積，才等效為頻域的線性相乘。所以，均衡的位置應該在去之后，而不能在一開始就進行頻域均衡，因為一開始不是循環(huán)卷積，不能等效為頻域的線性乘法。因此，頻域均衡位置應該在去之后，正好是去之后，所以可以在之后進行頻域均衡。2）噪聲能量的計算原理文獻所給的0 是指接收端的信噪比，加噪聲要根據(jù)的值算出對應的噪聲?？梢栽诮洑v框圖的每一模塊時，看其能量是否發(fā)生了變化，并將其歸一化，保證系統(tǒng)是無源的系統(tǒng)，不會因此而影響輸出結果。

12、注意的是和可以對輸入它的信號能量進行改變，要進行一些處理。如信號進行之后的能量會減小為原來的1，要對其進行能量的計算，而之后，信號的能量會增大為原來的 N 倍，也要進行能量計算，保證信號通過的都是無源的模塊。能否克服樣值間干擾，樣值干擾與消除干擾是在頻域中進行的，因為循環(huán)卷積就等于頻域的線性相乘， 沒有收入干擾。所提這里的樣值干擾是指時域上的干擾，在時域看來是有干擾的，并不能消除它；在頻域看來，各個子載波是獨立的，沒有相互間的干擾，即沒有。消除干擾是在頻域中進行的，因為循環(huán)卷積就等于頻域的線性相乘，沒有收入干擾。所提這里的樣值干擾是指時域上的干擾，在時域看來是有干擾的，并不能消除它；在頻域看來

13、，各個子載波是獨立的，沒有相互間的干擾，即沒有。因此，系統(tǒng)在時域上是有樣值干擾的，但是在頻域上沒有的。附錄1、 主程序：文件名：無線通信系統(tǒng)實現(xiàn)% *% 一、系統(tǒng)要求：% *% 實現(xiàn) 20 帶寬 5 頻帶上的無線通信系統(tǒng)% 滿足速率要求 : 54;%誤碼率要求 : 在 25 信噪比條件下<=10 (-5);%*% 二、參數(shù)確定：% *% = 10000;% 發(fā)送的符號數(shù)%= 5e9;%中心頻率%= 20e6;% 抽樣頻率%= 509%抽樣時間%T0 = 2.46;% 數(shù)據(jù)長度(=48*509)%= 0.86;%(=16*509)%= 0.86;%(=16*509)% 0;% 符號周期 4

14、000：（滿足 20%）%A=1;%N=64;% 由 R 達到 54 可以得到每個塊需要承載的信息量為：% 54*106*4*10(-9)=216 ，采用 64 星座映射，%一個載波承載6，僅需 36 個子載波，采用3/4 碼率，% 所需的子載波數(shù)為 48.此時可達到的傳輸速率為% (48*6*3/4)/(4000*10(-9)=54, 符合系統(tǒng)要求。%3/4;%編碼效率% *;48;64;3/4; % 卷積碼的編碼效率i1=0; %中間變量(1,31);00:1:300;1:10010000; % 符號個數(shù)16; % 循環(huán)前綴長度% 數(shù)據(jù)產生64*6*3/4;(1*);% 卷積碼編碼2(3

15、3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); = ();% 采用 64 調制();% 數(shù)據(jù)經過變換(,64()/64);();% 加(,1)1),:);(,1(,1)*(,2);% 輸出符號能量的歸一化.*8;1;*1*80/64*1/6;N010(010);(N0/2);% % 數(shù)據(jù)經過信道 ();% 每徑時延功率【 0 -8 -16 -24】 轉化成功率值= 1 0.1585 0.0251 0.0040;% 50 樣點間隔每徑時延【 0 200 400 600】轉化成樣點數(shù)表示= 0 4 8 12;% 求信號幅度衰減，并歸一化總功率= ( );= (.*();% 輸出樣值序列

16、= (1()+ ();h = (1()+1);k = 1().*(k);(1(k)(1()(k);(1(k)(k)(1()(k);% 數(shù)據(jù)經過信道 ()().*(1()*.*(1();(1();()% 去()();(1,:);% 變換();頻域均衡 ()(1(h)'();();m1=1(,2)(1)(1);頻域均衡 ()%64解調(,1(,1)*(,2);8;();% 卷積碼譯碼= 3*100; %= (,'','',1);();i11+1;(i1)(*);(0:1:30);(0:1:30,'*');2、函數(shù)模塊： 64 調制函數(shù)：文件名

17、：()(),6)0如果輸入二進制序列數(shù)不是6 的倍數(shù)則進行補零操作(1,6(),6);(1()/6);(,6()/6);將輸入序列變換為行數(shù)為6 的矩陣形式B22(R','')+1;將二進制數(shù)轉換為十進制數(shù)-7-7*j -7-5*j -7-7-3*j -7+7*j-7+5*j -7-7+3*j.-5-7*j-5-5*j-5-5-3*j-5+7*j-5+5*j-5-5+3*j.-1-7*j-1-5*j-1-1-3*j-1+7*j-1+5*j-1-1+3*j.-3-7*j-3-5*j-3-3-3*j-3+7*j-3+5*j-3-3+3*j.7-7*j7-5*j77-3*j7

18、+7*j7+5*j77+3*j.5-7*j5-5*j55-3*j5+7*j5+5*j55+3*j.1-7*j1-5*j11-3*j1+7*j1+5*j11+3*j.3-7*j3-5*j33-3*j3+7*j3+5*j33+3*j (42); 星座映射矩陣1()/6(i)(B2D(i);();顯示星座映射圖 64 解調函數(shù)：文件名：=()(64();(64();(1();-7-7*j -7-5*j -7-7-3*j -7+7*j -7+5*j -7-7+3*j.-5-7*j-5-5*j-5-5-3*j-5+7*j-5+5*j-5-5+3*j.-1-7*j-1-5*j-1-1-3*j-1+7*j-1+5*j-1-1+3*j.-3-7*j-3-5*j-3-3