開關(guān)穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)報(bào)告國賽一等獎

1、開關(guān)穩(wěn)壓電源（E題）摘要本系統(tǒng)以Boost升壓斬波電路為核心,以MSP430單片機(jī)為主控制器和PWM信號發(fā)生器，根據(jù)反饋信號對PWM信號做出調(diào)整，進(jìn)行可靠地閉環(huán)控制，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出.系統(tǒng)輸出直流電壓 30V36V可調(diào)，可以通過鍵盤設(shè)定和步進(jìn) 調(diào)整，最大輸出電流達(dá)到2A,電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率低 QC-DC變換器地效率達(dá) 到93.97%.能對輸入電壓、輸出電壓和輸出電流進(jìn)行測量和顯示 .系統(tǒng)特色：1）輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，能有效避免電壓尖峰對信號檢測地影響.2）采用多種有效措施降低系統(tǒng)地電磁干擾（EMI ）,增強(qiáng)電磁兼容性（EMC ） .3）具有完善、可靠地保護(hù)功能，如：過流保護(hù)、

2、反接保護(hù)、欠壓保護(hù)、過溫保護(hù)、防開機(jī)“浪涌”電流保護(hù)等，保證了系統(tǒng)地可靠性.1方案論證1.1 DC-DC主回路拓?fù)浞桨敢婚g接直流變流電路：結(jié)構(gòu)如圖1-1所示,可以實(shí)現(xiàn)輸出端與輸入端地 隔離,適合于輸入電壓與輸出電壓之比遠(yuǎn)小于或遠(yuǎn)大于 1地情形，但由于采用多 次變換，電路中地?fù)p耗較大，效率較低,而且結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜.夏邇”逆變電路|空”變壓器|至|整流電路|一濾波器|空圖1-1間接直流變流電路方案二Boost升壓斬波電路：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1-2所示.開關(guān)地開通和關(guān)斷受 外部PWM&號控制,電感L將交替地存儲和釋放能量,電感L儲能后使電壓泵升, 而電容C可將輸出電壓保持住,輸出電壓與輸入電壓地關(guān)系

3、為 UO=（ton+toff）,通 過改變PWM控制信號地占空比可以相應(yīng)實(shí)現(xiàn)輸出電壓地變化.該電路采取直接直 流變流地方式實(shí)現(xiàn)升壓，電路結(jié)構(gòu)較為簡單，損耗較小,效率較高.Ll EIVDC上C 丁山Rl圖1-2 Boost升壓斬波電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)綜合比較，我們選擇方案二1.2控制方法及實(shí)現(xiàn)方案方案一利用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號.此法較易實(shí)現(xiàn),工作較穩(wěn)定, 但不易實(shí)現(xiàn)輸出電壓地鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整.方案二 利用單片機(jī)產(chǎn)生PW控制信號.讓單片機(jī)根據(jù)反饋信號對PW信號做 出相應(yīng)調(diào)整以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出.這種方案實(shí)現(xiàn)起來較為靈活，可以通過調(diào)試針對本 身系統(tǒng)做出配套地優(yōu)化.但是系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜.在這里我們選擇

4、方案二1.3 系統(tǒng)總體框圖圖1-3系統(tǒng)總體框圖1.4提高效率地方法及實(shí)現(xiàn)方案1）Boost升壓斬波電路中開關(guān)管地選?。弘娏w管（GTR耐壓高、工作頻 率較低、開關(guān)損耗大；電力場效應(yīng)管（Power MOSFET開關(guān)損耗小、工作頻率較 高.從工作頻率和降低損耗地角度考慮，選擇電力場效應(yīng)管作為開關(guān)管2）選擇合適地開關(guān)工作頻率：為降低開關(guān)損耗，應(yīng)盡量降低工作頻率；為避免 產(chǎn)生噪聲,工作頻率不應(yīng)在音頻內(nèi)綜合考慮后，我們把開關(guān)頻率設(shè)定為20kHz.3）Boost升壓電路中二極管地選?。洪_關(guān)電源對于二極管地開關(guān)速度要求較高可從快速恢復(fù)二極管和肖特基二極管中加以選擇.與快速恢復(fù)二極管相比，肖特基二極管具有正

5、向壓降很小、恢復(fù)時(shí)間更短地優(yōu)點(diǎn)，但反向耐壓較低，多用于低壓 場合.考慮到降低損耗和低壓應(yīng)用地實(shí)際，選擇肖特基二極管.4）控制電路及保護(hù)電路地措施：控制電路采取超低功耗單片機(jī) MSP430其工作電流僅280卩A;顯示采取低功耗LCD控制及保護(hù)電路地電源采取了降低功耗地 方式,具體實(shí)現(xiàn)見附錄圖2,單片機(jī)由低功耗穩(wěn)壓芯片HT7133單獨(dú)供電.2電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算2.1 Boost升壓電路器件地選擇及參數(shù)計(jì)算Boost升壓電路包括驅(qū)動電路和 Boost升壓基本電路,如圖2-1所示.半rw'v"'!11 11 二J+4-i,12.1.1 開關(guān)場效應(yīng)圖2-1 Boost升壓電路(

6、a)PWM驅(qū)動電路(b) Boost升壓基本電路管地選擇選擇導(dǎo)通電阻小地IRF540作為開關(guān)管,其導(dǎo)通電阻僅為 77mQ (VG=10V,I d=17A)RF540擊穿電壓 V)ss為55V ,漏極電流最大值為28A( VGs=10 V, 25° C), 允許最大管耗Pcm可達(dá)50W完全滿足電路要求.2.1.2 PWM 驅(qū)動電路器件地選擇單片機(jī)I/O 口輸出電壓較低、驅(qū)動能力不強(qiáng),我們使用專用驅(qū)動芯片IR2302. 其導(dǎo)通上升時(shí)間和關(guān)斷下降時(shí)間分別為 130 ns和50 ns,可以實(shí)現(xiàn)電力場效應(yīng)管 地高速開通和關(guān)斷.IR2302還具有欠壓保護(hù)功能.2.1.3 肖特基二極管地選擇選擇E

7、SAD85M-009型肖特基二極管，其導(dǎo)通壓降小，通過1 A電流時(shí)僅為 0.35V,并且恢復(fù)時(shí)間短.實(shí)際使用時(shí)為降低導(dǎo)通壓降將兩個肖特基二極管并聯(lián).2.1.4 電感地參數(shù)計(jì)算21) 電感值地計(jì)算：Lb =匕 U。-UINB2mI o fU o其中,m是脈動電流與平均電流之比取為 0.25,開關(guān)頻率f=20 kHz,輸出電壓 為36V時(shí)丄b=527.48卩H,取530卩H.2) 電感線徑地計(jì)算：最大電流Il為2.5A,電流密度J取4 A/mm線徑為d,則由J* -: (-)2 -I l得 d=0.892 mm,工作頻率為20kHz,需考慮趨膚效應(yīng)，制作中采取 2多線并繞方式，既不過流使用，又避免

8、了趨膚效應(yīng)導(dǎo)致漆包線有效面積地減小.2.1.5 電容地參數(shù)計(jì)算I(Uo -Uin)UofMo其中， UO為負(fù)載電壓變化量，取20 mV,f=20kHz,Uo=36V時(shí),Cb=1465卩F,取為 2000卩F,實(shí)際電路中用多只電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)，減小電容地串聯(lián)等效電阻(ESR ,起 到減小輸出電壓紋波地作用，更好地實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓.2.2輸出濾波電路地設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算(見附錄)2.3控制電路地設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算單片機(jī)根據(jù)電壓地設(shè)定值和電壓反饋信號調(diào)整PWh控制信號地占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，同時(shí),單片機(jī)與采樣電路相結(jié)合，將為系統(tǒng)提供過流保護(hù)、過熱保護(hù)、 過壓保護(hù)等措施，并實(shí)現(xiàn)輸出電壓、輸出電流和輸入電壓地測量和顯示.P

9、WM信號占空比D ： 1 UinUo當(dāng) U2=15V,UO=36時(shí),Uin=1.2*U2-2V=16V, 最大值 Da=0.556 ;當(dāng) U2=21V,UO=30時(shí),Uin=1.4*U2-2V=27.4V,最小值 DMin=0.087系統(tǒng)對于單片機(jī)A/D采樣精度地要求：題目中最高地精度要求為0.2%，欲達(dá) 到這一精度,A/D精度要達(dá)到1/500,即至少為9位A/D,MP430內(nèi)置A/D為12位, 只要合理設(shè)定測量范圍，完全可以達(dá)到題目地精度要求.2.4保護(hù)電路地設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算2.4.1 過流保護(hù)(共三級)1) 輸入過流保護(hù)在直流輸入端串聯(lián)一支保險(xiǎn)絲(250V,5A),從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù).2) 輸

10、出過流保護(hù)輸出端串接電流采樣電阻Rtest,材料選用溫漂小地康銅絲電壓信號需放大后送給單片機(jī)進(jìn)行A/D采樣.過流故障解除后，系統(tǒng)將自動恢復(fù)正常供電狀態(tài)3) 逐波過流保護(hù)逐波過流保護(hù)在每個開關(guān)周期內(nèi)對電流進(jìn)行檢測，過流時(shí)強(qiáng)行關(guān)斷，防止場 效應(yīng)管燒壞具體實(shí)現(xiàn)電路見附錄圖5(a).考慮到MOSt開通時(shí)地尖鋒電流可 能使逐波過流保護(hù)電路誤動作，加入如附錄圖5 (b)所示電路.2.4.2 反接保護(hù)反接保護(hù)功能由二極管和保險(xiǎn)絲實(shí)現(xiàn)，電路如附錄圖3 (a).2.4.3 過熱保護(hù)通過熱敏電阻檢測場效應(yīng)管地溫度，溫度過高時(shí)關(guān)斷場效應(yīng)管.2.4.4 防開機(jī)“浪涌”保護(hù)用NTC電阻實(shí)現(xiàn)了對開機(jī)浪涌電流地抑制，見附錄

11、圖3 (a).2.4.5 場效應(yīng)管欠壓保護(hù)利用IR2302地欠壓保護(hù)功能，對其電源電壓進(jìn)行檢測，使場效應(yīng)管嚴(yán)格工作在 非飽和區(qū)或截止區(qū)，防止場效應(yīng)管進(jìn)入飽和區(qū)而損壞.2.5數(shù)字設(shè)定及顯示電路地設(shè)計(jì)分別通過鍵盤和LCD實(shí)現(xiàn)數(shù)字設(shè)定和顯示.鍵盤用來設(shè)定和調(diào)整輸出電壓； 輸出電壓、輸出電流和輸入電壓地量值通過LCD顯示.電路接口見附錄.2.6效率地分析及計(jì)算(U2=18V,輸出電壓U=36V,輸出電流I o=2A)DC-DC電路輸入電壓 Uin=1.2*U2-2V=19.6V,信號占空比 D1-Uin/Uo=0.456, 輸入電壓有效值Iin=Io/ (1-D) =3.676A, 輸出功率Po=Uo

12、*Io=72 W下面計(jì)算電路中地?fù)p耗 P損耗：1) Boost電路中電感地?fù)p耗：Pdcri二I INDCRi其中,DCR為電感地直流電阻，取為50 mQ ,代入可得Pdcr=0.68 W2) Boost電路中開關(guān)管地?fù)p耗開關(guān)損耗 P SW=0.5*UiN*I IN (tr+tf) *f其中,t r是開關(guān)上升時(shí)間,為190ns,tf是開關(guān)下降時(shí)間,為110ns,f是開關(guān)頻率,為20 kHz,代入可得 Psw=0.2160 W導(dǎo)通損耗巳=D （ I IN 2（ RdsON 1 .3 Rsns）其中，導(dǎo)通電阻FDso=77 mQ ,電流感應(yīng)電阻Rsns取0.1 Q ,代入得Pc=1.23 W3）肖特

13、基二極管地?fù)p耗流過二極管地電流值與輸出電流I 0相等,則二極管損耗PD=IOVD其中,I O=2 A,取二極管壓降VD為0.35 V,代入可得FD=0.7 W4）兩只采樣電阻上地總損耗為0.9 W （計(jì)算過程見附錄2）其他部分地?fù)p耗約為0.8 W,具體計(jì)算過程見附錄2.綜上，電路中地總損耗功率P損耗=4.5WDC-DC變換器地效率n = Po / （ Po+P損耗）=94%2.7系統(tǒng)特色：1 輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，有效地避免了電壓尖峰對信號檢測 地影響.軟件濾波可降低毛刺干擾，但不能從根本上減小干擾.“同步采樣”法是 根據(jù)開關(guān)毛刺地可預(yù)測性（集中在開關(guān)瞬間，持續(xù)時(shí)間不超過2卩S）,

14、在開關(guān)管動 作后2卩S再采樣,避免采到毛刺，提高了反饋信號地準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度.2 采用多種措施降低系統(tǒng)地電磁干擾（EMI ）,如：開關(guān)頻率較低，降低了 EMI ;單片機(jī)內(nèi)部地時(shí)鐘源壓控震蕩器（DCO）采用了 抖頻技術(shù)，使EMI 能量分散在各個頻率點(diǎn)上，降低了 EMI地峰值；產(chǎn)生PWM信號時(shí)也使用了抖 頻技術(shù),即實(shí)現(xiàn)了用較少位數(shù)地PWM產(chǎn)生較多地控制階數(shù)，又減少了 EMI.3 具有多重保護(hù)措施，保證了系統(tǒng)地高可靠性.3軟件設(shè)計(jì)（主要流程圖如圖3-1所示）開始預(yù)制開機(jī)電壓30V打開通過鍵盤得到要輸出 電壓值，然后控制 輸出一個穩(wěn)定電壓pwm讀取 AD采樣值,構(gòu)成反饋，控制輸出量穩(wěn)定是pwm 上升沿觸

15、發(fā)中斷，在中斷里打開AD轉(zhuǎn)換，并使能 AD中斷中斷里讀取AD采樣值，并判斷是否要屏 蔽中斷去處理數(shù)據(jù)圖3-1主要流程圖程序說明：本程序主要通過鍵盤設(shè)定輸出電壓值，利用PI算法控制PWM地占空比,實(shí)現(xiàn)電壓穩(wěn)定輸出并且為了減少干擾，軟件采用同步采樣地方法，即在PWM 上升沿后2微秒,再去采樣,這樣就可以避免采樣到毛刺，進(jìn)行錯誤地判斷，導(dǎo)致 輸出電壓不穩(wěn)，再根據(jù)一些其它地反饋采樣值進(jìn)行調(diào)整，保證系統(tǒng)可以安全可靠穩(wěn)定地工作.4系統(tǒng)測試及結(jié)果分析4.1測試使用地儀器 （如表4.1所示）表4.1測試使用地儀器設(shè)備序號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量備注1FLUKE 15B 萬用表4美國福祿克公司2TDGC-2接觸調(diào)壓

16、器（0.5KVA）1上海松特電器有限公司3KENWOOD CS-4125 示波器1帶寬20MHz4.2測試方法 （連接如圖4-1所示）圖4-1 測試連接圖4.3測試數(shù)據(jù)4.3.1 電壓調(diào)整率Su測試（測試條件：lo=2A,U o=36V）U2=15V時(shí),UO1=35.98V ； U2=21V時(shí),U o=36.13V. 電壓調(diào)整率 Su=（ UO2-U01）/Uo=0.42%.4.3.2 負(fù)載調(diào)整率Si測試（測試條件：U2=18V,U o=36V）I o=0A時(shí),U°=36.29V; I o=2A時(shí),U°f36.04V. 負(fù)載調(diào)整率 S=（ UO3-Uo4）/Ug3=0.69

17、%.4.3.3 DC-DC轉(zhuǎn)換器效率n測試（測試條件：Io=2A,U o=36V,U 2=18V ）Un=19.5V,I in=3.88A; U=36.00V,I g=1.975A.DC-DC轉(zhuǎn)換器效率 n =UOI g/UinI in=93.97%.4.4測試結(jié)果分析4.4.1測試數(shù)據(jù)與設(shè)計(jì)指標(biāo)地比較（如表4.2所示）表4.2測試數(shù)據(jù)與設(shè)計(jì)指標(biāo)地比較測試項(xiàng)目基本要求發(fā)揮要求電路測試結(jié)果輸出電壓可調(diào)范圍30V-36V實(shí)現(xiàn)最大輸岀電流2A實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)整率< 2 %< 0.2%0.42%負(fù)載調(diào)整率< 5 %< 0.5%0.69%輸岀噪聲電壓峰峰值< 1VPP1.8 VP

18、PDC-DC變換器效率> 70%> 85%93.97%過流保護(hù)動作電流2.5± 0.2A故障排除后自動恢復(fù)動作電流2.53A,可以自動恢復(fù).輸岀電壓設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整步進(jìn)1V,測量和顯示電壓電流實(shí)現(xiàn)，步進(jìn)可達(dá)0.1V.其他完整可靠地保護(hù)電路442產(chǎn)生偏差地原因1） 對效率等進(jìn)行理論分析和計(jì)算時(shí)，采用地是器件參數(shù)地典型值，但實(shí)際器件 地參數(shù)具有明顯地離散性，電路性能很可能因此無法達(dá)到理論分析值2）電路地制作工藝并非理想地，會增加電路中地?fù)p耗4.4.3 改進(jìn)方法1） 使用性能更好地器件，如換用導(dǎo)通電阻更小地電力 MOS管,采用低阻電容.2）使用軟開關(guān)技術(shù),進(jìn)一步減小電力MOS管地

19、開關(guān)損耗；3）采用同步式開關(guān)電源地方案，用電力MOSt代替肖特基二極管以減小損耗；4）優(yōu)化軟件控制算法，進(jìn)一步減小電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率.5結(jié)論本電路結(jié)構(gòu)簡單，功能齊全,性能優(yōu)良，除個別指標(biāo)外均達(dá)到并超過了題目要 求保護(hù)電路完善，使用更安全使用同步采樣技術(shù)和多種抗 EMI技術(shù)使得本電路 更加環(huán)保.由于時(shí)間緊張，任務(wù)較為繁重，本電路尚有不足之處，如輸出紋波偏大等這 些都是以后我們努力和改進(jìn)地方向附錄1電路原理圖iL11=1JL- 1=1I-_10 * T 1=1-T5J -'圖i開關(guān)穩(wěn)壓電源電路(a)輸入保護(hù)電路ft(b)過熱保護(hù)電路圖4 輸岀過流保護(hù)電路圖5逐波過流保護(hù)電路附錄2效率計(jì)算完整過程電路中地主要損耗已在正文中進(jìn)行了計(jì)算，下面給出其他部分損耗地計(jì)算過 程：1. Boost電路中電容地?fù)p耗輸出電流有效值 1 O _RMS = 1.13 Iin D（1 -D）代入數(shù)據(jù)得 Io-rm=2.069 A而電容地?fù)p耗Pc°1=I。眾MS2 ESR/2等效串聯(lián)電阻ESR取為10 mQ ,代入得Pco=0.0428 W2. 輸出濾波電路地?fù)p耗：1） 電容地?fù)p耗計(jì)算方法與求FC°1相同,