G和G的多址技術(shù)比較

1、 3G和4G的多址技術(shù)比較 一·多址技術(shù) 1頻分多址（FDMA）技術(shù)是讓不同的地球通信站占用不同頻率的信道進(jìn)行通信。因?yàn)楦鱾€(gè)用戶使用著不同頻率的信道，所以相互沒有干擾。早期的移動(dòng)通信就是采用這個(gè)技術(shù)。2時(shí)分多址（TDMA）技術(shù)這種多址技術(shù)是讓若干個(gè)地球站共同使用一個(gè)信道。但是占用的時(shí)間不同，所以相互之間不會(huì)干擾。顯然，在相同信道數(shù)的情況下，采用時(shí)分多址要比頻分多址能容納更多的用戶?，F(xiàn)在的移動(dòng)通信系統(tǒng)多數(shù)用這種多址技術(shù)。3碼分多址（CDMA）技術(shù)這種多址技術(shù)也是多個(gè)地球站共同使用一個(gè)信道。但是每個(gè)地球站都被分配有一個(gè)獨(dú)特的“碼序列”，與所有別的“碼序列”都不相同，所以各個(gè)用戶相互之間也

2、沒有干擾。因?yàn)槭强坎煌摹按a序列”來區(qū)分不同的地球站，所以叫做“碼分多址”。采用CDMA技術(shù)可以比時(shí)分多址方式容納更多的用戶。這種技術(shù)比較復(fù)雜，但現(xiàn)在已經(jīng)為不少移動(dòng)通信系統(tǒng)所采用。在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，也采用寬帶碼分多址技術(shù)。除了上述3種多址技術(shù)之外，還有一種叫做“空分多址”的技術(shù)。4空分多址（SDMA）技術(shù)是利用空間分割來構(gòu)成不同信道的技術(shù)。舉例來說，在一個(gè)衛(wèi)星上使用多個(gè)天線，各個(gè)天線的波束分別射向地球表面的不同區(qū)域。這樣，地面上不同區(qū)域的地球站即使在同一時(shí)間使用相同的頻率進(jìn)行通信，也不會(huì)彼此形成干擾。二· 3G核心技術(shù) 3G標(biāo)準(zhǔn)：它們分別是WCDMA（歐洲版）、CDMA2000

3、（美國(guó)版）和TD-SCDMA（中國(guó)版）。WCDMA寬頻碼分多址（英語：Wide band Code Division Multiple Access，常簡(jiǎn)寫為WCDMA）是一種3G蜂窩網(wǎng)絡(luò)，使用的部分協(xié)議與2G GSM標(biāo)準(zhǔn)一致。具體一點(diǎn)來說，WCDMA是一種利用碼分多址復(fù)用（或者CDMA 通用 復(fù)用技術(shù)，不是指CDMA標(biāo)準(zhǔn)）方法的寬帶擴(kuò)頻3G移動(dòng)通信空中接口。CDMA2000CDMA2000 是一個(gè)3G移動(dòng)通訊標(biāo)準(zhǔn)，國(guó)際電信聯(lián)盟ITU的IMT-2000標(biāo)準(zhǔn)認(rèn)可的無線電接口，也是2G cdmaOne標(biāo)準(zhǔn)的延伸，不需要新的頻段分配，可以穩(wěn)定運(yùn)行在現(xiàn)有PCS頻段。 根本的信令標(biāo)準(zhǔn)是IS-2000。C

4、DMA2000與另一個(gè)3G標(biāo)準(zhǔn)WCDMA不兼容。TD-SCDMATD-SCDMA采用時(shí)分雙工，上行和下行信道特性基本一致，基站根據(jù)接收信號(hào)估計(jì)上行和下行信道特性比較容易。因此，TD-SCDMA使用智能天線技術(shù)有先天的優(yōu)勢(shì)，而智能天線技術(shù)的使用又引入了其他優(yōu)點(diǎn)，可以減少用戶間干擾，從而提高頻譜利用率。TD-SCDMA還具有TDMA的優(yōu)點(diǎn)，可以靈活設(shè)置上行和下行時(shí)隙的比例而調(diào)整上行和下行的數(shù)據(jù)速率的比例，特別適合因特網(wǎng)業(yè)務(wù)中上行數(shù)據(jù)少而下行數(shù)據(jù)多的場(chǎng)合。但是這種上行下行轉(zhuǎn)換點(diǎn)的可變性給同頻組網(wǎng)增加了一定的復(fù)雜性。TD-SCDMA是時(shí)分雙工，不需要成對(duì)的頻帶。因此，和另外兩種頻分雙工的3G標(biāo)準(zhǔn)相比，

5、在頻率資源的劃分上更加靈活。一般認(rèn)為，TD-SCDMA由于智能天線和同步CDMA技術(shù)的采用，可以大大簡(jiǎn)化系統(tǒng)的復(fù)雜性，適合采用軟件無線電技術(shù)，因此，設(shè)備造價(jià)可望更低。但是，由于時(shí)分雙工體制自身的缺點(diǎn)，TD-SCDMA被認(rèn)為在終端允許移動(dòng)速度和小區(qū)覆蓋半徑等方面落后于頻分雙工體制。同時(shí)由于其相對(duì)其他3G系統(tǒng)的窄帶寬，導(dǎo)致出現(xiàn)擾碼短，并且擾碼少，在網(wǎng)絡(luò)側(cè)基本通過擾碼來識(shí)別小區(qū)成為了理論可能?，F(xiàn)以僅僅只能通過9個(gè)頻點(diǎn)來做小區(qū)的區(qū)分，每個(gè)載波僅1.6M帶寬，導(dǎo)致空口速率遠(yuǎn)低于WCDMA和CDMA2000。WiMAXWiMAX 的全名是微波存取全球互通（Worldwide Interoperabilit

6、y for Microwave Access），又稱為802·16無線城域網(wǎng)，是又一種為企業(yè)和家庭用戶提供“最后一英里”的寬帶無線連接方案。將此技術(shù)與需要授權(quán)或免授權(quán)的微波設(shè)備相結(jié)合之后，由于成本較低，將擴(kuò)大寬帶無線市場(chǎng)，改善企業(yè)與服務(wù)供應(yīng)商的認(rèn)知度。2007年10月19日，在國(guó)際電信聯(lián)盟在日內(nèi)瓦舉行的無線通信全體會(huì)議上，經(jīng)過多數(shù)國(guó)家投票通過，WiMAX正式被批準(zhǔn)成為繼WCDMA、CDMA2000和TD-SCDMA之后的第四個(gè)全球3G標(biāo)準(zhǔn)3。 4G核心技術(shù) 4G 系統(tǒng)采用的核心技術(shù)是正交頻分復(fù)用(OFDM) 技術(shù),屬于多載波調(diào)制技術(shù);3G系統(tǒng)中采用的是碼分多址( CDMA) 技術(shù),

7、是單載波, cdma2000 中雖采用的是多載波技術(shù),但各個(gè)載波之間相互獨(dú)立,而OFDM 各子載波之間的頻率有重疊部分。OFDM優(yōu)點(diǎn)· 有效減少多徑及頻率選擇性信道造成接收端誤碼率上升的影響· 接收端可利用簡(jiǎn)單一階均衡器補(bǔ)償信道傳輸?shù)氖д?#183; 頻譜效率上升OFDM缺點(diǎn)· 傳送與接收端需要精確的同步· 對(duì)于多普勒效應(yīng)頻率漂移敏感· 峰均比高· 循環(huán)前綴（Cyclic Prefix）造成的負(fù)荷相比CDMA的優(yōu)勢(shì)· OFDM能更好地抵御多徑干擾，且實(shí)現(xiàn)方式比較簡(jiǎn)單。· 與CDMA的Rake接收機(jī)相比，OFDMA提

8、供的扁平頻率信道能夠獲得更好的MIMO頻率效率。· 處于業(yè)務(wù)連接狀態(tài)的移動(dòng)用戶增加時(shí)，移動(dòng)小區(qū)不會(huì)因呼吸效應(yīng)而改變有效覆蓋半徑。相比時(shí)分多址系統(tǒng)的優(yōu)勢(shì)· 允許多個(gè)用戶并行傳送低速數(shù)據(jù)流。· 能夠避免脈沖載波· 可以靈活調(diào)整低速率用戶的發(fā)射功率· 時(shí)延固定且比較小· 簡(jiǎn)化了多址接入的防碰撞實(shí)現(xiàn)機(jī)制· 更好地抵御信號(hào)衰落和干擾單載波與多載波傳單載波(single carrier)· 使用者在任何時(shí)間上只利用一個(gè)載波來進(jìn)行傳送與接收信號(hào)。多載波(multi-carrier)· 同時(shí)利用多個(gè)不同頻率的載波傳送及接

9、收信號(hào)。OFDM即利用數(shù)個(gè)（2的次方）正交的子載波傳送信號(hào)。OFDM便是多載波調(diào)制的特例，其使用數(shù)個(gè)正交載波調(diào)制信號(hào)，在每個(gè)子載波間不需要有Guard band間隔大大的增加了帶寬使用效率，且OFDM更有bit allocation的概念，即信道環(huán)境好的子載波就加大該載波的power或提高調(diào)制等級(jí)(ex:BPSK->QAM)，bit allocation使得OFDM帶寬使用效率更加高。接收子載波間的正交性(Orthogonality)(t)*y(t)dt=0 (f)Y(f)df=0為了避免子載波間互相干擾，多載波系統(tǒng)對(duì)于子載波間的正交性要求相當(dāng)高。為了滿足子載波間彼此正交，子載波的頻率間

10、隔需要有一定要求來滿足式 在此可以由下述的有限頻帶的帶通信號(hào)來進(jìn)行說明解釋此一要求：假定我們目前要分析兩子載波頻率 f1, f2之間的間隔f ，我們先計(jì)算其交互相關(guān)性(cross-correlation)其中f=表兩個(gè)載波間的頻率間隔，在上式中若fT = n 其中n 為一個(gè)非零整數(shù)，如：f=n/T 則此時(shí)R=0 即代表這兩個(gè)子載波在符元周期內(nèi)為正交。系統(tǒng)架構(gòu)特性O(shè)FDM系統(tǒng)方塊圖如上圖所示并列轉(zhuǎn)串行· 正交頻分復(fù)用系統(tǒng)設(shè)計(jì)中最重要的觀念就是并行資料傳輸，并行資料傳輸?shù)募夹g(shù)是透過串行至并行轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)。正交頻分復(fù)用系統(tǒng)把資料載送到較小帶寬的子載波上，相當(dāng)于將每一個(gè)并行資料分別經(jīng)過不同的子

11、載波調(diào)制后傳送· 一般的串行傳輸系統(tǒng)中，是把信號(hào)以連續(xù)序列的方式傳送出去，當(dāng)信號(hào)的傳輸速率很高時(shí)，信號(hào)的頻譜可能大到占滿整個(gè)可用的帶寬，此時(shí)信號(hào)會(huì)因?yàn)橥ㄟ^頻率選擇性衰減信道而造成信號(hào)的失真。相對(duì)的，在并行傳輸系統(tǒng)中，資料是同時(shí)并行進(jìn)行傳輸，每一個(gè)個(gè)別并行信號(hào)占有較小的帶寬，所以信號(hào)所經(jīng)過的信道頻率響應(yīng)(frequency response)可以視為是平坦信號(hào)對(duì)應(yīng)· 將比特串流對(duì)應(yīng)各調(diào)制(ex:BPSK QPSK QAM)的符號(hào)FFT的應(yīng)用· s(t)信號(hào)對(duì)t=N取樣 取f=,=kf得 :IDFT由上式得OFDM可以用DFT FFT技術(shù)實(shí)現(xiàn)· 反快速傅里葉

12、變換和快速傅里葉變換算法為反離散傅里葉變換和離散傅里葉變換之快速硬件實(shí)現(xiàn)。· 在IEEE 802.11a 里，反快速傅里葉變換和快速傅里葉變換的大小為N = 64。循環(huán)前綴和保護(hù)間隔（cyclic prefix and Guard interval）· 傳送信號(hào)在通過具有多重路徑干擾的信道后，會(huì)造成前一個(gè)符元的后端部份干擾到下一個(gè)符元的前端，此稱之為“符元間的干擾（ISI）”· 為了克服ISI的問題，在OFDM symbol前端加入一保護(hù)區(qū)間（Guard Interval）。為了對(duì)抗信號(hào)因信道延遲的影響，Gurad interval(Tg)長(zhǎng)度要大于最大的Dela

13、y spread，即Tg>delay spread time。· 在保護(hù)區(qū)間未放信號(hào)的OFDM系統(tǒng)稱ZP-OFDM(zero padding)。ZP-OFDM有比較低的傳輸功率，但在接收端接收于zero padding區(qū)域信號(hào)時(shí)，會(huì)破壞載波的正交性造成“載波間的干擾（ICI）”，所以復(fù)制OFDM symbol后半段信號(hào)并擺放于保護(hù)區(qū)間內(nèi)，稱之為循環(huán)字首(cyclic prefix)；循環(huán)字首會(huì)造成帶寬效益下降，故必須小于OFDM symbol長(zhǎng)度的1/4。如:一個(gè)OFDM symbol共有256個(gè)子載波，則其循環(huán)字長(zhǎng)度為64個(gè)比特。信道估計(jì)及均衡器由于在信號(hào)傳輸時(shí)，接收端收到的

14、信號(hào)是傳送信號(hào)和信道響應(yīng)作用過的結(jié)果，所以為了解出傳送信號(hào)勢(shì)必要得到信道響應(yīng)，所以要作信道估計(jì)。在高速移動(dòng)環(huán)境時(shí)變信道估計(jì)更是重要，不好的信道估計(jì)會(huì)造成會(huì)造成誤碼率上升；信道估計(jì)常見的方法就是加入測(cè)試信號(hào)，由測(cè)試信號(hào)得到測(cè)試信號(hào)那些點(diǎn)的信道響應(yīng)對(duì)信道其它點(diǎn)作估計(jì)，進(jìn)而求出整個(gè)信道響應(yīng)。均衡器由信道估計(jì)的結(jié)果對(duì)接收信號(hào)作信道補(bǔ)償，降低錯(cuò)誤率。由于OFDM將頻寬切割成數(shù)個(gè)小頻帶，故更接近信道的相干帶寬，所以信號(hào)受到信道失真變小，故可以用簡(jiǎn)單的一階均衡器補(bǔ)償。遇到的問題各種同步問題· symbol timing offset當(dāng)接收信號(hào)進(jìn)入fft時(shí)，要找到適當(dāng)起點(diǎn)從起點(diǎn)后選取多點(diǎn)作離散傅里葉

15、變換，將信號(hào)從時(shí)域轉(zhuǎn)回頻域，若選取太早或太晚都會(huì)產(chǎn)生ISI。上式Z表接收信號(hào),X表傳送信號(hào),H則是信道響應(yīng),V則是AWGN噪聲，由本式可見STO會(huì)造成接收信號(hào)相位改變、ISI及幅度失真· sampling clock offset由于傳送端及接收端的取樣速率不一樣，會(huì)造成取樣點(diǎn)的誤差，而且越后面的子載波SCO誤差會(huì)越大。· carrier phase offset傳送端在傳送端最后會(huì)乘上一載波f1使基頻信號(hào)載至旁頻，在傳送端要將旁頻降回基頻會(huì)再乘上一載波f2，由于f1 f2兩載波相位的不同在升降頻之間，會(huì)造成carrier phase offset。傳送接收端的相對(duì)運(yùn)動(dòng)的督

16、普勒效應(yīng)也會(huì)造成相位carrier phase offset。Carrier phase offset會(huì)造成接收信號(hào)相位飄移及ICI。在產(chǎn)生高頻載波時(shí)由于都會(huì)有起始相位，所以很難用人為因素使傳送端高頻載波和接收端載波完全同步。· carrier frequency offset如同phase offset傳送升頻及接收端降頻載波的頻率不同步，會(huì)造成carrier frequency offset。傳送及接收端的相對(duì)運(yùn)動(dòng)所產(chǎn)生的doppler shift也會(huì)產(chǎn)生CFO。SCO越后面子載波偏移會(huì)越大，但CFO則是每個(gè)子載波所受到的frequency shift都是相同。在高速移動(dòng)環(huán)境下CFO影響更嚴(yán)重。CFO會(huì)造成嚴(yán)重的ICI效應(yīng)峰均比由于OFDM信號(hào)是由多個(gè)調(diào)制后的子載波信號(hào)的線性疊加，因此可能會(huì)造成比平均信號(hào)準(zhǔn)位高的瞬間尖峰信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生高峰值對(duì)均值功率比效應(yīng)，在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，