單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)效率優(yōu)化控制

1、單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)效率優(yōu)化控制摘要：本文提出了一種建模方法表征單相無刷直流（BLDC）風(fēng)扇電機(jī)在信息家電中的應(yīng)用。非線性反電動(dòng)勢(shì)引起的轉(zhuǎn)子磁通與定子繞組是由查找表來模擬的。通過參數(shù)識(shí)別和計(jì)算機(jī)仿真，這種建模方法有助于設(shè)計(jì)師進(jìn)行波形分析和控制回路設(shè)計(jì)。通過實(shí)際驗(yàn)證的結(jié)果得到了仿真結(jié)果。另外，為了改善在整個(gè)速度范圍內(nèi)控制BLDC風(fēng)扇電機(jī)的效率，本文提出了基于使用霍爾傳感器的閉環(huán)電流控制方法的效率優(yōu)化控制方法。該控制方案已經(jīng)實(shí)現(xiàn)，并與傳統(tǒng)的開環(huán)PWM控制方案進(jìn)行了比較。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在轉(zhuǎn)速達(dá)到3000 RPM時(shí)峰值電流減小了40和電流有效值減小了18。關(guān)鍵字：?jiǎn)蜗酂o刷直流風(fēng)扇電機(jī)，模型，參數(shù)識(shí)別，

2、電流控制方法，效率優(yōu)化1. 引言無刷直流（BLDC）風(fēng)扇電機(jī)由于效率高，成本低，結(jié)構(gòu)操作簡(jiǎn)單，免維護(hù)的特點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用于強(qiáng)制空氣冷卻的PC，NB和信息家電中。一種無刷永磁電動(dòng)機(jī)的相繞組可以被歸類為單相，兩相或三相，它們的磁通分布可以是正弦波或梯形波。單相BLDC電機(jī)梯形磁通是PC系統(tǒng)中設(shè)計(jì)冷卻風(fēng)扇電機(jī)的主要選擇。隨著集成電路的快速發(fā)展，控制和驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的集成已被廣泛應(yīng)用在風(fēng)扇電機(jī)中。考慮到芯片的面積和成本，設(shè)置驅(qū)動(dòng)IC的正確規(guī)范很重要。因此，計(jì)算機(jī)模擬是設(shè)計(jì)者分析系統(tǒng)性能的關(guān)鍵。數(shù)學(xué)建模方法與可行的參數(shù)辨識(shí)方法可以顯著的提高電機(jī)的設(shè)計(jì)和驅(qū)動(dòng)電路。此外，這種建模方法為控制回路設(shè)計(jì)提高系統(tǒng)響應(yīng)和整體

3、效率提供了一個(gè)平臺(tái)。大多數(shù)商業(yè)單相直流無刷風(fēng)扇電機(jī)驅(qū)動(dòng)IC電路的全橋電路使用開環(huán)電壓的脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制方法，適用于變速控制，同時(shí)換向控制是通過一個(gè)線性霍爾傳感器實(shí)現(xiàn)1。然而，這是不利于電流響應(yīng)因?yàn)榧夥咫娏髟诿總€(gè)換向周期中的開始和結(jié)束會(huì)導(dǎo)致一些不良響應(yīng)，諸如聲學(xué)噪音，降低效率，增加成本。有許多的方法可以補(bǔ)償這種響應(yīng)2。推進(jìn)霍爾傳感器的位置使換向發(fā)生之前電流達(dá)到最高值，用這種方法來限制電流過大。不過，實(shí)在是不方便修改安裝在驅(qū)動(dòng)器上的PCB霍爾傳感器的位置。此外，在過分提前的情況下，電動(dòng)機(jī)的起動(dòng)性變差。這種交換方法通常是減少電流尖峰在換向打開之后和換向關(guān)斷之前。然而，這種方法是將轉(zhuǎn)子磁通分

4、布，選擇和霍爾傳感器的位置，并進(jìn)行適當(dāng)?shù)膿Q流零交叉檢測(cè)電平敏感。然而，這種方法是將轉(zhuǎn)子磁通分布，選擇和安置霍爾傳感器，并對(duì)適當(dāng)?shù)膿Q相進(jìn)行零電平交叉檢測(cè)。雖然以上描述的方法可以被使用，但仍然不是在每個(gè)換向周期中的開頭和結(jié)尾去除高低不平的問題的根源，所以在不同的風(fēng)扇電機(jī)的寬速度控制應(yīng)用中整體效率將嚴(yán)重退化。單相BLDC風(fēng)扇電機(jī)是一個(gè)高度非線性的電 - 機(jī)械能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。雖然單相無刷直流風(fēng)扇馬達(dá)具有簡(jiǎn)單的機(jī)械結(jié)構(gòu)，但它的設(shè)計(jì)和控制去實(shí)現(xiàn)高效率，低噪音，低成本和高可靠性是一個(gè)復(fù)雜的設(shè)計(jì)和測(cè)試流程。雖然單相BLDC風(fēng)扇電機(jī)的工作原理很簡(jiǎn)單，但它的動(dòng)力學(xué)模型是非常復(fù)雜的。在過去，適用于單相無刷直流電動(dòng)機(jī)的

5、控制器設(shè)計(jì)通常是一個(gè)直觀的嘗試和錯(cuò)誤的過程。為了解決這個(gè)問題，本文提出了一種對(duì)單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)進(jìn)行參數(shù)辨識(shí)的建模方法。效率最優(yōu)化控制方法也用來控制電機(jī)相電流正比于它的反電動(dòng)勢(shì)通過線性霍爾傳感器的反饋控制。圖1 單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的橫截面圖圖2 單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的原理框圖2. 建模和參數(shù)辨識(shí)為了探討變換器驅(qū)動(dòng)電路和實(shí)際風(fēng)扇電機(jī)之間的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)關(guān)系，提出了一種簡(jiǎn)單的建模方法，以滿足不同的要求3-5。通過提出的建模方法，它可以簡(jiǎn)單地和可靠地連接到功率轉(zhuǎn)換器，并且還幫助設(shè)計(jì)師來分析系統(tǒng)的性能和使設(shè)計(jì)工作更加實(shí)用。A. 數(shù)學(xué)建模單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)是常用的，因?yàn)樗麄冊(cè)趶?qiáng)制風(fēng)冷應(yīng)用現(xiàn)代電子設(shè)備中

6、比較容易控制。在本文中列出了一個(gè)四相和單相的無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的外轉(zhuǎn)子。圖1所示為定子和轉(zhuǎn)子組件與空氣間隙的剖視圖。風(fēng)扇電動(dòng)機(jī)通過一個(gè)線圈和繞組端子連接到一個(gè)逆變器，其被轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度的頻率。描述單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的動(dòng)態(tài)行為控制微分方程可以描述為其中，是相電壓輸入值。和是相應(yīng)的定子繞組的串聯(lián)電阻和串聯(lián)電感。是反電動(dòng)勢(shì)引起的轉(zhuǎn)子磁通變化。轉(zhuǎn)矩 - 速度特性可配制成 其中，是電磁轉(zhuǎn)矩，是轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，是粘性摩擦系數(shù)，是。上述公式（1）和（2）類似于有刷直流電動(dòng)機(jī)兩種常微分方程。從電氣系統(tǒng)中的能量轉(zhuǎn)換成機(jī)械系統(tǒng)是基于 其中，K是常數(shù)， 是歸一化通量分布的值。轉(zhuǎn)矩常數(shù)是相等的和反電動(dòng)勢(shì)常數(shù)。然而在本

7、文章中，和是轉(zhuǎn)子的位置函數(shù)由于磁通分布。這意味著反電動(dòng)勢(shì)電壓變化與轉(zhuǎn)子的位置有關(guān)系。為此，在建立磁通分布表時(shí)，必須確認(rèn)的等效模型的準(zhǔn)確性。單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的建?？梢酝ㄟ^框圖表示，如圖2所示。 電機(jī)被饋以高頻PWM電壓通過一個(gè)電壓源型全橋PWM整流器。BLDC電機(jī)本質(zhì)上是一種永磁直流電動(dòng)機(jī)的機(jī)械換向器與電子換向器通過霍爾傳感器反饋的更換。線性霍爾傳感器的反饋正比于轉(zhuǎn)子的磁通密度，其特征是轉(zhuǎn)子磁通分布表。反電動(dòng)勢(shì)的幅值線性正比于旋轉(zhuǎn)速度。轉(zhuǎn)矩 - 轉(zhuǎn)速曲線代表了風(fēng)扇電動(dòng)機(jī)負(fù)載特性, 并且可以通過測(cè)量平均輸入電流作為旋轉(zhuǎn)速度的函數(shù)來識(shí)別。 圖3 （a）定子的等效電路繞組 （b）輸入電壓和電流響應(yīng)

8、圖6 開環(huán)電壓模式PWM控制波形B. 參數(shù)辨識(shí)在單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的數(shù)學(xué)模型的構(gòu)造后，以實(shí)際的風(fēng)扇電機(jī)的精確參數(shù)改進(jìn)一致性。因?yàn)閱蝹€(gè)線圈，電氣參數(shù)識(shí)別僅包括串聯(lián)電阻Rs和串聯(lián)電感。圖3（a）所示為定子的等效電路繞組。為了獲得電力參數(shù)，應(yīng)該保持風(fēng)扇電機(jī)穩(wěn)定停止避免反電動(dòng)勢(shì)電壓的干擾。圖3（b）所示為當(dāng)階躍電壓作為輸入時(shí)定子繞組的電流響應(yīng)。電流響應(yīng)是類似一階RL串聯(lián)電路，由式（6）和（7），串聯(lián)電阻可以通過穩(wěn)態(tài)電流確定，該系列電感可以通過時(shí)間常數(shù)瞬態(tài)時(shí)間確定。式（3）和式（4）是從電氣系統(tǒng)到機(jī)械系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換，反電動(dòng)勢(shì)常數(shù)Ke可通過檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)獲得。電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)可以通過使電機(jī)以高速運(yùn)行來進(jìn)行測(cè)

9、量，然后斷開電機(jī)自由運(yùn)行，測(cè)量端電壓和霍爾傳感器的信號(hào)可以用于識(shí)別反電動(dòng)勢(shì)常數(shù)和轉(zhuǎn)子磁通分布的情況，如圖4所示。根據(jù)（2）式，風(fēng)扇電機(jī)的轉(zhuǎn)速響應(yīng)是與力學(xué)參數(shù)直接相關(guān)。當(dāng)風(fēng)扇電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)在穩(wěn)定速度時(shí)，即d/ dt是零，則（2）式可改為此外，由于風(fēng)扇電機(jī)的機(jī)械結(jié)構(gòu)，負(fù)載轉(zhuǎn)矩是風(fēng)扇電機(jī)的轉(zhuǎn)速的平方成正比。其中是常數(shù)。本文采用最小二乘法推導(dǎo)出粘性系數(shù)Bm和常數(shù)。最終，余數(shù)是風(fēng)扇電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量。從停止風(fēng)扇電機(jī)加速旋轉(zhuǎn)時(shí)，控制器可以根據(jù)霍爾傳感器計(jì)算出速度，如圖5所示。此外，加速度d/ dt也可以估算出來。根據(jù)（2）式，由粘性系數(shù)Bm和常數(shù)，可以計(jì)算出風(fēng)扇電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量。按照上述參數(shù)識(shí)別方法，該單相無刷直流風(fēng)

10、扇電機(jī)的參數(shù)如表1所示。C開環(huán)電壓模式PWM控制轉(zhuǎn)子的位置影響磁通分布的變化，定子繞組產(chǎn)生的磁場(chǎng)應(yīng)該與轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)同步。圖6是操作開環(huán)電壓模式PWM控制波形。該控制系統(tǒng)接收霍爾傳感器反饋， 換向控制根據(jù)整流相電流作為霍爾傳感器信號(hào)決定開關(guān)的狀態(tài)。表1的參數(shù)代替提出的模型并且驗(yàn)證了一個(gè)真正的單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)。圖7為當(dāng)風(fēng)扇電機(jī)在開環(huán)電壓模式PWM控制下運(yùn)行時(shí)的穩(wěn)態(tài)相電流?？梢钥闯鲈诓煌俣认略摲抡娼Y(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果相同，也就是說，它證實(shí)了模型有效。不幸的是，基于開環(huán)PWM控制中，在換向周期的開始于結(jié)束過程中有一個(gè)顯著電流尖峰。電流響應(yīng)為：由于反電動(dòng)勢(shì)的下降在每個(gè)換向周期的開始和結(jié)束期間 ，有一個(gè)很大的

11、上升斜率的電流響應(yīng)，這將帶來高低不平的電流。換句話說，此方法可以很靈敏的分布轉(zhuǎn)子磁通。這樣的峰值電流會(huì)導(dǎo)致噪音和增加元件成本，而且，對(duì)不同的風(fēng)扇電機(jī)在較寬的速度控制應(yīng)用下的整體效率嚴(yán)重降低。因此，這個(gè)峰值電流應(yīng)保持在控制下，以提高效率和減少需要超過指定的組件。 圖7 基于開環(huán)電壓模式PWM控制（a）下的相電流3. 效率優(yōu)化從上面的描述中，開環(huán)電壓模式PWM控制帶來的電流尖峰在每個(gè)換向周期的開頭和結(jié)尾。這將影響驅(qū)動(dòng)電路的規(guī)范和降低整體效率。為了進(jìn)一步提高效率，本文利用了電流控制方案，以改善電流響應(yīng)和消除在每個(gè)換向周期開始和在結(jié)尾的電流尖峰。A效率優(yōu)化原則由于本機(jī)的設(shè)計(jì)和結(jié)構(gòu)，單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)

12、的感應(yīng)反電動(dòng)勢(shì)是高度非線性的，并且它包含諧波。如所周知，反電動(dòng)勢(shì)和電流諧波產(chǎn)生輸出功率6。因此，計(jì)算輸出功率時(shí)必須考慮所有的諧波。輸出平均功率是 （11）每個(gè)反電動(dòng)勢(shì)和電流為:（12）圖8 電流環(huán)控制系統(tǒng)框圖其中E n和I n分別表示反電動(dòng)勢(shì)和電流各次諧波的峰值。n為每個(gè)反電動(dòng)勢(shì)和電流之間的相位差。為了獲得最大的效率，每個(gè)反電動(dòng)勢(shì)和電流諧波應(yīng)該是相同的，并在同相位。否則，其輸出功率在每個(gè)周期中有負(fù)值，并且平均功率不能為最大。換句話說，n是零，并且平均功率僅為 （13）B電流控制系統(tǒng)配置在大多數(shù)電機(jī)控制系統(tǒng)中，線性霍爾傳感器傳統(tǒng)的用于換向控制，電流參考用于電機(jī)控制，也可用于通過信號(hào)處理技術(shù)提供定

13、位和速度反饋信息。此外，線性霍爾傳感器產(chǎn)生正比于感應(yīng)轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)強(qiáng)度的輸出信號(hào)，也就是說，霍爾傳感器輸出電壓與反電動(dòng)勢(shì)的波形相同。因?yàn)楫?dāng)最大的轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生時(shí)，所施加的定子磁場(chǎng)恰好與轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)正交，或者換句話說，相電流應(yīng)與反電動(dòng)勢(shì)電壓同相位。這樣的問題可以通過使用電流控制方案7來克服。圖8為單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的電流控制系統(tǒng)的方框圖。該控制系統(tǒng)由PWM發(fā)生器，一個(gè)電流回路控制器和基于線性霍爾反饋信號(hào)傳感器的速度估量組成。此外，該系統(tǒng)具有一個(gè)模擬-數(shù)字（A / D）轉(zhuǎn)換器進(jìn)行采樣相電流和霍爾傳感器以及一個(gè)電流控制器用來確定基于參考和實(shí)際電流之間的誤差的開關(guān)占空比的值，然后，PWM發(fā)生器輸出對(duì)應(yīng)的波形，以控制

14、開關(guān)。圖9顯示當(dāng)前乘數(shù)控制（CMC）計(jì)劃與線性霍爾傳感器反饋。霍爾傳感器信號(hào)可以被視為對(duì)應(yīng)的相電流的一個(gè)單元的參考振幅。轉(zhuǎn)矩指令是乘以基準(zhǔn)霍爾傳感器信號(hào)，以產(chǎn)生相電流指令。圖9 帶線性霍爾傳感器反饋電流倍增器控制方案圖10 電流回路控制器框圖C電流回路控制器的設(shè)計(jì)在計(jì)算機(jī)模擬下，電流控制方案很容易地適用于該模型。圖10所示為電流回路控制器框圖。為了改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)，本文采用基于PI控制器零極點(diǎn)對(duì)消法。然而，在實(shí)際運(yùn)行中有一些限制，因?yàn)?，電?dòng)機(jī)控制系統(tǒng)是非線性的。根據(jù)（10），電流響應(yīng)的最大壓擺率在啟動(dòng)過程中。 （14）在電機(jī)應(yīng)用中，輸入電源電壓是固定的，所以是最大壓擺率。換言之，系統(tǒng)的帶寬是也受到

15、限制。此外，本文采用全橋變換器并通過占空比來控制電流。占空比調(diào)整每個(gè)開關(guān)周期，因此開關(guān)頻率影響電流響應(yīng)。根據(jù)采樣數(shù)據(jù)，一個(gè)固定開關(guān)頻率轉(zhuǎn)換器可以建模為一個(gè)具有線性相位功能特性的零階保持 （15）其中T s為開關(guān)周期。顯然，零階保持會(huì)因系統(tǒng)帶寬而帶來相位延遲。鑒于穩(wěn)定，系統(tǒng)相位裕度（PM）應(yīng)該謹(jǐn)慎定義。根據(jù)上述設(shè)計(jì)概念以及提出的模型，可以構(gòu)造出電流環(huán)控制系統(tǒng)。圖11（a）所示為電流環(huán)路的頻率響應(yīng)增益，本文已取得電流環(huán)的控制系統(tǒng)的PM是74 ，而帶寬在2.1千赫。圖11（b）為在3000轉(zhuǎn)的穩(wěn)定狀態(tài)下的響應(yīng)。可以看出，電流尖峰在每個(gè)換向周期開始和結(jié)束一直被消除。最重要的是，電流響應(yīng)緊跟電流指令，也

16、就是說，電流與反電動(dòng)勢(shì)同相，整體效率得到了優(yōu)化。圖11 電流控制方案的仿真結(jié)果（a）電流環(huán)增益的頻率響應(yīng)（b）3000轉(zhuǎn)的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)4. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果為了驗(yàn)證上述提出的控制方案，本文使用一個(gè)DSP （ TMS320LF2407A ）實(shí)施電流環(huán)的控制系統(tǒng)。圖12所示為單相無刷直流風(fēng)扇電機(jī)的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。霍爾傳感器的反饋信號(hào)和相電流是由DSP取樣得到。該反饋電路作為過濾器，并使得信號(hào)在足夠的范圍內(nèi)。由電流控制方案，電流響應(yīng)已提升至一個(gè)預(yù)期的電流波形如圖13所示。這可以看出，電流尖峰被電流環(huán)控制消除。此外，峰值電流下降40，電流有效值降低18在旋轉(zhuǎn)速度為3000轉(zhuǎn)時(shí)。圖14示出了不同的控制方法的基礎(chǔ)上相電流與轉(zhuǎn)速的有效值和峰值。顯然，電流環(huán)控制的有效值曲線比開環(huán)PWM控制下的曲線較小，也就是說，整體效率得到了顯著提高。此外，電流環(huán)控制的峰值曲線也比開環(huán)PWM控制的較小。這將減少需要超過指定的組件。圖12 電流環(huán)控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖13 3000轉(zhuǎn)速時(shí)相電流的比較(a)(b)圖14