實例講解半橋LLC效率低下原因及解決

1、LLC電路擁有開關損耗小的特點，適用于高頻和高功率的設計。但很多人會遇到自己設計出的LLC電路功率偏低的問題，導致LLC電路功率低下的問題多種多樣，本文將以一個半橋諧振LLC為例，全面的觀察功率低下的原因，并試著給出相應的解決辦法。在這個例子當中，LLC和PFC基本都在運行，但效率僅為88%，經過多次試驗得出如下一組參數(shù)，能獲得87-88%的效率，便無法在繼續(xù)提高。下面是諧振網絡的參數(shù)和波形。PFC鐵硅鋁磁環(huán)AS130，外徑33mm，磁導率60，電感量330uH,75圈0.75MM銅線。PFC二極管：MUR460；PFCMOSFET:7N60；PFC輸出電壓395V，能正常運行；負載：輸出24

2、V,6A146W；LLC級諧振網絡：諧振電感：Ls175uH；諧振電容：Cs，15nF；勵磁電感：Lm,850uH；M=Lm/Ls=5；Q=0.5；Fr=100KHZ；磁芯：EER3542/Np44/5/5變壓器匝比8.5，初級3股0.4，次級6股0.4。開關：7N60二極管20/150肖特基（沒有特意匹配適合的功率器件，經過計算二極管用60V就可以了。）滿載150瓦開關頻率82K，略低于諧振頻率，波形如圖1所示，看起來算是正常。圖1黃色為半橋中點藍色為用電流互感器測試到的諧振網絡的電流波。下面就針對效率低下的問題，找出了幾個思考點，試著從中找出效率低下的原因。思考1因為工作在低于諧振頻率時，

3、也是ZVS狀態(tài)，而且次級能ZCS。所以也是比較有吸引力。但是初級MOSFET關斷電流為勵磁電感的最大電流，所以較低的勵磁電感會造成MOSFET關閉耗損加大。在第一次的參數(shù)中初級勵磁電感只有550uH,針對這點重新計算了諧振網絡的參數(shù)，將勵磁電感提高到了850uH，但是問題依然是存在。相比550uH的勵磁電感而言但是效率還是有一點提升的，至少在空載時看到的勵磁電感電流的峰值是下降了。圖2思考2：次級二極管在初級的諧振網絡電流等于勵磁電感的電流后停止傳遞，自然阻斷ZCS。但是在滿載時候振蕩嚴重，這一現(xiàn)象是否會惡化效率，還是說并無影響？滿載150瓦，次級二極管電壓波形，沒有測試電流波形。圖3思考3：

4、因為考慮的過載保護使用了二極管鉗位和兩個諧振電容的方案，不知這樣是否對效率存在影響。針對這幾點思考，下面給出了相應的修改意見。建議1增大點工作頻率，或者說測試下實際諧振電感的感值和諧振電容容值，計算諧振頻率，將開關頻率設的略大于諧振頻率比較好，因為由于死區(qū)的原因會導致等效的開關頻率減小。建議2在滿足增益的條件下，在重載時開關頻率不要過低，因為會導致在重載時副邊的漏感和原邊的節(jié)電容進行諧振。建議3整機效率偏低，需要首先將PFC和DCDC部分分開測試，觀察是由哪部分引起效率偏低的。單純去增大勵磁電感，雖然是減小了勵磁電流，但是對實現(xiàn)ZVS條件不利，為了實現(xiàn)ZVS就需要更長的死區(qū)來彌補了。效率不一定

5、會有提升。建議4如果是PFC部分效率因為功率比較小，建議采用CRM或者DCM模式，如果空間不是問題，可以采用鐵氧體來提升效率。效率與很多因素有關系，沒有一個絕對的參考值。在半導體器件選型的基礎上通過修改諧振元件的參數(shù)盡量去優(yōu)化效率就可以了。Q值可以算出來，在波形上也可以看出來。次級零流關斷后勵磁電流還在上升，就是諧振電容容量偏大了?；蛘呖梢韵劝汛渭壚@組的截面積加大，再觀察一下效率。進一步修改采用了上述的建議之后，再次進行試驗。這次滿載30分鐘測試得到的效率，在89.6%，與上次的參數(shù)相比效率提高了1%以上。下面是這次的各種參數(shù)：Vacin=220VVpfcin=396VVo=24VIO=6AC

6、ORE:EER3542/PC40Ls=173uHM=5Lm=850uHCs=14nFFs=103KHzGnor=1.118Gmax=1.165Gpk=Gmax*1.1=1.28N=9Qe=0.52圖4從參數(shù)的思考：電感量的加大，減弱了勵磁電流的的幅度,減少了初級MOSFET的關斷耗損。初級匝數(shù)的減低，從44減低到36。次級電流密度加大從6跟0.4加大到8跟0.4。峰值增益沒有考慮最低輸入電壓360V，而是從380V開始計算，因為需要的最大增益（分壓網絡的分壓比）需要的較小，只需要1.16，只考慮10%的余量（實際增益到峰值），滿足輸出電壓所需要的網絡分壓比只需要1.28。根據(jù)Q值表選擇到0.5

7、2。然后得到諧振網絡的元件值。由于有較大的諧振電感所以需要初級和次級之間的物理距離加大到6-8mm，才能保證170uH的漏感。通過控制初級和次級之間的物理距離能得到合適的漏感量。E開關頻率依然低于的預計諧振頻率，應該要把開關頻率提高到諧振頻率附近。（不足之處開關頻率依然低于諧振頻率太多）將初級的36圈，降低到34圈，匝比為8.5。但是由于初級匝數(shù)的降低漏感也發(fā)生了變化，于是需要對發(fā)生變化的漏感Ls=155uH，重新計算了諧振網絡的值，Cs=12nF諧振頻率接近115KHZ。勵磁電感為750uH。當調整好參數(shù)滿載時，確實發(fā)現(xiàn)：通過減低匝比來降低滿載時諧振網絡的增益值，確實而有效的提升了開關頻率。

8、滿載時的開關頻率為109K，諧振頻率為115K，已經比較接近。觀察電流波形，也有比較好的效果。如圖5所示。圖5本篇文章對LLC電路效率較低的問題進行了較為實際的，且全方位的分析，并且給出了同樣全面地整改方法。如果大家也在設計過程當中遇到了同樣的問題，不如仔細閱讀以下本篇文章，或許就能找到相應的解決方法。半橋LLC電路中的波形從何而來？2014-11-24 11:42 來源：電源網 作者：鈴鐺半橋由兩個功率開關器件組成，以中間點為輸出，向外提供方波信號。LLC電路是一種包含了電容、電阻、電感等元件的電路網絡。在半橋LLC當中，存在著各種各樣的波形，那么這些波形是如何產生的呢?

9、這些波形又為何存在?圖1如果想要對半橋LLC所產生波形進行分析，首先就需要從基本的諧振電路開始入手。圖1是半橋LLC電路中經常被來用作參考的波形圖，雖然給出了波形，但是卻沒有給出產生的原因。LLC的之所以可以做到軟開關，特別是FSW>FR1、FR1=FSW、FR1>FSW>FR2這三個區(qū)，是針對MOS管來說的，不是ZCS，而是ZVS，因為MOS在開關過程中，開通損耗占很大比例，相反IGBT關斷時由于尾拖電流造成的損耗就要比開通過程的損耗大，所以IGBT如果滿足ZCS損耗就要小得多。之所以LLC諧振腔要呈感性，是因為需要電壓超前電流（可以將上管開通時，想象成正弦電壓剛好從0&#

10、176;開始加在諧振腔里），一旦呈感性，則諧振腔的電流在上管開通前的流通方向是負的，正是因為這個負電流，才能給上管放電、下管充電，使得上管MOS兩端的電壓為0，開通前為0了，那么開通時便實現(xiàn)了ZVS。如果呈容性，同理可知上管開通前，諧振腔電流方向為正，下管靠體二極管來續(xù)流，上管截止，當開通的時候，下管體二極管由于反向恢復時間的存在，有可能會使母線電壓短路，從而炸管。但是可以利用此特性，在上管關斷前，諧振腔電流為負，實現(xiàn)ZCS，使得IGBT也可以適用LLC此類拓撲。當諧振腔電流與勵磁電流相等后，沒有電流流入“理想”變壓器初級繞組內，所以初級繞組并未被鉗位到NVO，此時勵磁電感就呈現(xiàn)出電感的性質，

11、所以此時諧振頻率將改變成“L+L+C”，所以電流波形是一個斜坡（其實是一段曲線，因為是正弦波的一小段，所以次邊電壓為一條斜線，二階的導數(shù)是一階，就是一條線性的斜線）。當fsw>fr1時，此時勵磁電感并不參與諧振，圖1中電流波形之所以會突然被拉下來，是因為上管關斷后，勵磁電流與諧振電流仍不相等，所以勵磁電感兩端電壓會被鉗位在nVo，而此時諧振電容上有電壓，所以電流會呈現(xiàn)(Vc-nVo)/Lr的斜率下降，諧振電流被“拉”到與勵磁電流相等。圖2LLC的核心思想是通過f（頻率）實現(xiàn)穩(wěn)壓原理。詳細原理如圖2所示。那么LLC是如何實現(xiàn)軟開關的呢?這里提到一點，即開關頻率一定要大于最小諧振頻率（即由Cr和Ls、Lp的諧振頻率）; 為什么呢?因為，這里必須保證這個諧振網絡為感性負載（電感的阻抗大于電容的阻抗）。為什么要這樣呢? 看下面的圖：圖3接下來解析一下圖3，設左邊最端點處的為零點（圖中為標出），則由FHA可知，在半橋中點的電壓可以等效為 Vs=(2Vin/pi*sinw1t) ; 由于負載成感性，那么電流必將滯后電壓，即Ip=A*sin(w1t-a), A表示一個常數(shù)，a為滯后的相位。 這樣，在零電壓即VS=0的時候，流過Mos管的電流為負值即通過體二極