精通開關電源設計筆記資料

1、精通開關電源設計筆記資料 ?精通開關電源設計?筆記三種根底拓撲(buck boost buck-boost)的電路根底: 電感的電壓公式=,推出I=V×T/Lsw閉合時,電感通電電壓VON,閉合時間tON sw關斷時,電感電壓VOFF,關斷時間tOFF功率變換器穩(wěn)定工作的條件:ION=IOFF即,電感在導通和關斷時,其電流變化相等。那么由1,2的公式可知,VON =L×ION/tON ,VOFF =L×IOFF/tOFF ,那么穩(wěn)定條件為伏秒定律:VON×tON=VOFF×tOFF周期T,頻率f,T=1/f,占空比D=tON/T=tON/(tO

2、N+tOFF)tON=D/f =TD tOFF=(1-D)/f電流紋波率rP51 52 r=I/ IL=2IAC/IDC 對應最大負載電流值和最惡劣輸入電壓值I=Et/LH Et=V×T(時間為微秒)為伏微秒數(shù),LH為微亨電感,單位便于計算r=Et/( IL ×LH)IL ×LH=Et/rLH=Et/(r* IL)都是由電感的電壓公式推導出來r選值一般0.4比擬適宜,具體見 P53電流紋波率r=I/ IL=2IAC/IDC 在臨界導通模式下,IAC=IDC,此時r=2 見P51r=I/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf

3、ILL=VON×D/rf IL電感量公式:L=VOFF×(1-D)/rf IL=VON×D/rf IL設置r應注意幾個方面:A,IPK=(1+r/2)×IL開關管的最小電流,此時r的值小于0.4,造成電感體積很大。B,保證負載電流下降時,工作在連續(xù)導通方式P24-26,最大負載電流時r=I/ IL,當r=2時進入臨界導通模式,此時r=I/ Ix=2負載電流Ix=(r /2)IL時,進入臨界導通模式,例如:最大負載電流3A,r=0.4,那么負載電流為(0.4/2)×3=0.6A時,進入臨界導通模式防止進入臨界導通模式的方法有1,減小負載電流2,減

4、小電感(會減小I,那么減小r)3,增加輸入電壓 P63電感的能量處理能力1/2×L×I2電感的能量處理能力用峰值電流計算1/2×L×I2PK,防止磁飽和。確定幾個值:r要考慮最小負載時的r值 負載電流IL IPK 輸入電壓范圍VIN 輸出電壓VO最終確認L的值根本磁學原理:P71以后花時間慢慢看?電磁場與電磁波?用于EMC和變壓器H場:也稱磁場強度,場強,磁化力,疊加場等。單位A/mB場:磁通密度或磁感應。單位是特斯拉(T)或韋伯每平方米Wb/m2 恒定電流I的導線,每一線元dl在點p所產(chǎn)生的磁通密度為dB=k×I×dl×a

5、R/R2dB為磁通密度,dl為電流方向的導線線元,aR為由dl指向點p的單位矢量,距離矢量為R,R為從電流元dl到點p的距離,k為比例常數(shù)。 在SI單位制中k=0/4,04×10-7H/m為真空的磁導率。 那么代入k后,dB=0×I×dl×R/4R3 對其積分可得B=磁通量:通過一個外表上B的總量 =,如果B是常數(shù),那么=BA,A是外表積H=B/B=H,是材料的磁導率?？諝獯艑?4×10-7H/m法拉第定律(楞次定律):電感電壓V與線圈匝數(shù)N成正比與磁通量變化率V=N×d/dt=NA×dB/dt線圈的電感量:通過線圈的磁通

6、量相對于通過它的電流的比值LH*N/I磁通量與匝數(shù)N成正比,所以電感量L與匝數(shù)N的平方成正比。這個比例常數(shù)叫電感常數(shù),用AL表示,它的單位是nH/匝數(shù)2(有時也用nH/1000匝數(shù)2)LAL*N2*10-9H所以增加線圈匝數(shù)會急劇增加電感量假設H是一閉合回路,可得該閉合回路包圍的電流總量Hdl=IA,安培環(huán)路定律結合楞次定律和電感等式可得到V=N×d/dt=NA×dB/dt=L×dI/dt可得功率變換器2個關鍵方程:B=LI/NA非獨立電壓方程 B=LI/NAB=Vt/NA獨立電壓方程BAC=B/2=VON×D/2NAf 見P72-73N表示線圈匝數(shù),A

7、表示磁心實際幾何面積(通常指中心柱或磁心資料給出的有效面積Ae)BPK=LIPK/NA不能超過磁心的飽和磁通密度由公式知道,大的電感量,需要大的體積,否那么只增加匝數(shù)不增加體積會讓磁心飽和磁場紋波率對應電流紋波率rr=2IAC/IDC=2BAC/BDCBPK=(1+r/2)BDCBDC=2BPK /(r+2)BPK=(1+2/r)BACBAC=r BPK /(r+2)B=2 BAC=2r BPK /(r+2)磁心損耗,決定于磁通密度擺幅B,開關頻率和溫度磁心損耗=單位體積損耗×體積,具體見P75-76Buck電路電容的輸入輸出平均電流為0,在整個周期內(nèi)電感平均電流=負載平均電流,所以

8、有:IL=Io二極管只在sw關斷時流過電流,所以ID=IL×(1-D)那么平均開關電流Isw=IL×D由基爾霍夫電壓定律知:Sw導通時:VIN =VON+VO+VSW VON=VIN-VO-VSW VIN-VO假設VSW相比足夠小 VO=VIN-VON-VSW VIN-VONSw關斷時:VOFF =VO+VD VO=VOFF-VD VOFF 假設VD相比足夠小由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON)由8可得:D=VO/(VIN-VO)+VO D=VO/ VIN10,直流電流IDC=電感平均電流IL,即IDCIL=Io 見511,紋波電

9、流IAC=I/2=VIN(1-D)D/ 2Lf=VO(1-D)/2Lf由1,3、4、9得,I=VON×tON/L =(VIN-VO)×D/Lf=(VIN-DVIN)×D/Lf=VIN(1-D)D/ LfI/ tON=VON/L=(VIN-VO)/LI=VOFF×tOFF/L =VOT(1-D)/L =VO(1-D)/Lf I/ tOFF=VOFF/L=VO/L12,電流紋波率r=I/ IL=2IAC/IDC 在臨界導通模式下,IAC=IDC,此時r=2 見P51r=I/ IL=VON×D/Lf IL=VIN-VO×D/Lf IL =V

10、OFF×(1-D)/Lf IL=VO×(1-D)/Lf IL13,峰峰電流IPP=I=2IAC=r×IDC=r×IL14,峰值電流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)×IL=(1+r/2)×IO最惡劣輸入電壓確實定:VO、Io不變,VIN對IPK的影響:D=VO/ VIN VIN增加DI, IDC=IO,不變,所以IPK要在VIN最大輸入電壓時設計buck電路 p49-51例題:變壓器的電壓輸入范圍是15-20v,輸出電壓為5v,最大輸出電流是5A。如果開關頻率是200KHZ,那么電感的推薦值是多大

11、?解:也可以用伏微秒數(shù)快速求解,見P69buck電路在VIN20V時設計電感IPK=(1+r/2)×IO=(1+0.4/2)*5=6AH 6A附近的電感例題:buck變換器,電壓輸入范圍是18-24v,輸出電壓為12v,最大負載電流是1A。期望電流紋波率為0.3(最大負載電流處),假設VSW=1.5V,VD=0.5V,并且f=150KHz。那么選擇一個產(chǎn)品電感并驗證這些應用。解:buck電路在最大輸入電壓VIN=24V時設計二極管只在sw關斷時流過電流=負載電流,所以ID=IL×(1-D)=IO那么平均開關電流Isw=IL×D由基爾霍夫電壓定律知:Sw導通時:VI

12、N =VON+VSW VON=VIN-VSW VONVIN 假設VSW相比足夠小Sw關斷時:VOFF +VIN=VO+VD VO=VOFF+VIN-VD VOVOFF+VIN 假設VD相比足夠小VOFF=VO+VD-VINVOFFVO-VIN由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON)由17可得:D=(VO-VIN)/(VO-VIN)+VIN =(VO-VIN)/ VOVIN=VO×(1-D)19,直流電流IDC=電感平均電流IL,即IDC=IO/(1-D)20,紋波電流IAC=I/2=VIN×D/2Lf=VO(1-D)D/2Lf由1,3

13、、4、17,18得,I=VON×tON/L=VIN×TD/L =VIN×D/LfI/ tON=VON/L=VIN/LI=VOFF×tOFF/L =(VO-VIN)T(1-D)/L =VO(1-D)D/Lf I/ tOFF=VOFF/L=(VO-VIN)/L21,電流紋波率r=I/ IL=2IAC/IDC 在臨界導通模式下,IAC=IDC,此時r=2 見P51r=I/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf ILL=VON×D/rf ILr=VON×D/Lf IL=VIN×D/Lf IL

14、VOFF×(1-D)/Lf IL=VO-VIN×(1-D)/Lf IL電感量公式:L=VOFF×(1-D)/rf IL=VON×D/rf ILr的最正確值為0.4,見P5222,峰峰電流IPP=I=2IAC=r×IDC=r×IL23,峰值電流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)×IL=(1+r/2)×IO/(1-D)最惡劣輸入電壓確實定:要在VIN最小輸入電壓時設計boost電路 p49-51例題:輸入電壓范圍12-15V,輸出電壓24V,最大負載電流2A,開關管頻率分別為100

15、KHz、200KHz、1MHz,那么每種情況下最適宜的電感量分別是多少?峰值電流分別是多大?能量處理要求是什么?IL=IO/(1-D)=2/(1-0.5)=4A假設r=0.4,那么IPK=(1+r/2)×IL=(1+0.5/2)×電感量L=VON×H=37.5*10-6H24,二極管只在sw關斷時流過電流=負載電流,所以ID=IL×(1-D)=IO25,那么平均開關電流Isw=IL×D由基爾霍夫電壓定律知:Sw導通時:VIN =VON+VSW VON=VIN-VSW VIN 假設VSW相比足夠小Sw關斷時:VOFF =VO+VD VO=VOFF

16、-VD VOFF 假設VD相比足夠小VOFFVO27,由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON)由26可得:D=VO/(VO+VIN )VIN=VO×(1-D)/D28,直流電流IDC=電感平均電流IL,即IDCIL=IO /(1-D)29,紋波電流IAC=I/2=VIN×D/2Lf=VO(1-D)/2Lf由1,3、4、26,27得,I=VON×tON/L=VIN×TD/L =VIN×D/LfI/ tON=VON/L VIN/LI=VOFF×tOFF/L =VOT(1-D)/L =VO(1-D)/

17、LfI/ tOFF=VOFF/L=VO/L30,電流紋波率r=I/ IL=2IAC/IDC 在臨界導通模式下,IAC=IDC,此時r=2 見P51r=I/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf ILL=VON×D/rf ILr=VON×D/Lf IL=VIN×D/Lf IL r=VOFF×(1-D)/Lf IL VO×(1-D)/Lf IL31,峰峰電流IPP=I=2IAC=r×IDC=r×IL32,峰值電流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)

18、15;IL=(1+r/2)×IO /(1-D)最惡劣輸入電壓確實定:要在VIN最小輸入電壓時設計buck-boost電路 p49-51第3章 離線式變換器設計與磁學技術在正激和反激變換器中,變壓器的作用:1、電網(wǎng)隔離2、變壓器“匝比決定恒比降壓轉換功能。繞組同名端,當一個繞組的標點端電壓升至某一較高值時,另一個繞組標點端電壓也會升至較高值。同樣,所有標點端電壓也可以同一時間變低。因為它們繞組不相連,但在同一個磁心上,磁通量的變化相同。P89漏感:可看作與變壓器一次電感串聯(lián)的寄生電感。開關關斷的時刻,流過這兩個電感的電流為IPKP,也即為一次電流峰值。然而,當開關關斷時,一次電感所存儲

19、的能量可沿續(xù)流通路(通過輸出二極管)傳遞,但是漏感能量卻無傳遞通路,所以就以高壓尖峰形式表現(xiàn)出來。一般把尖峰簡單的消耗掉反激變換器P93一次等效模型二次等效模型VinVINVINR VIN /ni_inIINIINRIIN*nCinCINn2* CINlLpLsLp/ n2VswVswVsw/nVoVORVO*nVOi_outIORIO/nIO中心值IOR/1-D IO /n*1-DIO/1-DCoCo/ n2CoVdVD *nVD占空比DD紋波率rr反激在輕負載時進入DCM,在重載時進入CCM模式例子:P9674w的常用輸入90VAC270VAC反激變換器,欲設計輸出為5A/10A和12V/

20、2A。設計適宜的反激變壓器,假定開關頻率為150KHz,同時,盡量使用較經(jīng)濟的額定值為600V的MOSFET。解:反激可簡化為buck-boost拓撲1,確定VOR和VZ最大輸入電壓時,加在變化器上的整流直流電壓是VIN=*VAC270382VMosfet的額定電壓600v,裕量取30v,漏極的尖峰電壓為VIN+VZ=382+ VZ570VZ188V,需選取標準的180v穩(wěn)壓管VZ /VOR=1.4時,穩(wěn)壓管消耗明顯下降,那么VOR=VZ /1.4=128V匝比假設5V輸出二極管正向壓降為0.6V,那么匝比為:最大占空比(理論值)VINMIN=*VAC90127VD VOR / VOR + V

21、INMIN128/128+1270.5這時為100%效率一次與二次有效負載電流假設輸出功率集中在5V,其負載電流為IO=74/515A一次輸入負載電流為IOR=IO /n=15/2占空比IIN/D=ILR因為輸入電流只在開關導通時才有IOR/(1-D)=ILR因為輸出電流只在開關斷開時才有IIN/D=IOR/(1-D)一次和二次電流斜坡實際中心值二次電流斜坡中心值為(集中功率時)一次電流斜坡中心值峰值開關電流取r=0.5 那么IPK=(1+r/2)××伏秒數(shù)輸入電壓為VINMIN時,VON=VIN=127Vs所以伏秒數(shù)為Et=VON×tON=127×3.

22、727=473 Vs一次電感LH=Et/(r* ILR)=473/(0.5*1.488)=636H磁心選擇P99,為經(jīng)驗公式,待實踐匝數(shù)如前面的電壓相關方程B=LI/NA,那么N=LI/BA,此時的B應該為BLI=伏秒數(shù)Et,B=2 BAC=2r BPK /(r+2)鐵氧體磁心BPK那么有一次繞組匝數(shù)(和書上的計算公式不一樣,需要公式變換)np=LI/(B*Ae)=Et/2r BPK /(r+2)*A=1+2/r*Et/2 BPK*Ae=473*10-61+2/0.5/2*0.3*1.11*10-42匝 取整數(shù)46匝實際的磁通密度變化范圍B=LI/NA=Et/ NA=0.0926 T磁隙磁芯間

23、距導線規(guī)格和銅皮厚度選擇是個問題,后續(xù)看反激電源設計實例:34006820的待機局部,變壓器1100387720w待機電源5V/4A,超薄電源用,要求變壓器體積小,待機電流小于30mA,開關頻率67KHz,電壓輸入范圍85-264VAC,650V的芯片內(nèi)置MOSFET1,假設 效率=0.75 Po=20W2,DC電壓輸入范圍:3,確定最大占空比D反射電壓VRO=D/(1-D)×公式原理是初級次級繞在同一個磁心上,其磁通總量相等P90變壓器的磁心面積一樣,不同的就是匝數(shù)初級的p=Bp*Ae=Bs*Ae=s次級的磁通總量Bp=Vt/NA=VINtON/NpAe=VDCMIN* D /fN

24、pAe 在開關導通時間Bs=Vo*tOFF/ NsAe=(Vo+VF)*(1- D )/fNsAe 在開關斷開時間推出VDCMIN* D /Np=(Vo+VF)*(1- D )/Ns4,變壓器的初級電感Lp反激有CCM和DCM兩種工作模式,隨負載和輸入電壓的變化而變化,超薄電源為將變壓器最小化,將初級電感取小,在最小輸入電壓時,將電路工作在臨界導通模式,那么正常工作時都是在DCM模式。此時電流的紋波率r=2L=VON×tON/I=VIN×D/f rIL=VIN×D/f rPIN/ DVIN=VINMIN×D2/ f rPINH 實際600H 5,確定磁芯

25、和初級線圈的最小匝數(shù)選擇磁心有有幾種不同的公式,有算磁心體積的,有算磁心截面積和開窗面積乘積的?？傊?要適應本電源的實際應用,就要選擇扁平的磁心。?精通開關電源設計?提供的公式磁心體積Ve=0.7*(2+r)2/r * PIN/ff單位為KHz p99Ve=2229mm3實際選擇變壓器,要求是扁平的形狀,壓低高度,利于超薄電源設計。Np=(1+2/r)*VON*D/(2*BPK*Ae*f)=(1+2/r)*VINMIN*D/(2*BPK*Ae*f) P100 P72規(guī)格書沒有磁心的Ae,實際測量的為Ae=141mm2,供給商提供的實際變壓器為28匝6確定輸出匝數(shù)匝比n=Np/Ns=VRO/(V

26、o+VF)=90.67/(5.1+0.6)=15.91 實際為14那么5V輸出的匝數(shù)為Ns=24.6/15.91=1.55 那么為2匝,1匝漏感大,實際是2匝那么Np=2*15.91=31.82=32匝,實際28匝NVCC=2*2.91=5.82=6匝,實際為7匝磁心氣隙計算,也有不同的計算方式第5章 導通損耗和開關損耗開關損耗與開關頻率成正比Vgs電壓增大,到超過MOSFET提供的最大負載電流值后,那么是“過驅(qū)動,有助于減小導通電阻。MOSFET導通關斷的損耗過程P145導通過程中,開關兩端電壓,直到電流轉換完成才開始變化。即VI有交迭關斷過程中,直到開關兩端電壓轉換完成,其電流轉換才開始導

27、通損耗,mosfet的導通損耗與占空比有關,與頻率無關寄生電容有效輸入電容Ciss,輸出電容Coss,反向傳輸電容Crss,他們與極間電容的關系如下:Ciss=Cgs+CgdCoss=Cds+CgdCrss=Cgd那么有下式(Ciss,Coss ,Crss在產(chǎn)品資料中有)Cgd=CrssCgs=Ciss-CrssCds=Coss-Crss門極開啟電壓Vt,mosfet的柵極有開啟電壓,只有柵極電壓超過開啟電壓,才能使mosfet完全導通,即把流過mosfet的電流超過1mA時的狀態(tài)定義為導通狀態(tài)。所以傳導方程要改g=Id/Vgs g=Id/(Vgs-Vt)如上圖簡化模型,mosfet導通和關斷

28、各有4個階段P150導通是Id電流先增加t2,Vd電壓后減小t3。電流增加時間是對Cg充電從Vt到Vt+Io/g的時間。電壓減小的時間是利用Cgd流出電流=驅(qū)動電阻電流關斷是Vd電壓先增加t2,Id電流后減少t3。電壓增加時間是利用Cgd流出電流=驅(qū)動電阻電流;電流減少是Cg放電從Vt+Io/g到Vt的時間t1階段導通過程t1,Vgs從0上升到開啟電壓Vt,對Cg=Cgs+Cgd充電關斷過程t1,Vgs下降到最大電流時電壓Vt+Io/g,Cg=Cgs+Cgd放電t2階段,有交越損耗導通過程t2,Id從0上升到Io=g*(Vgs-Vt),Vgs繼續(xù)上升到Vt+Io/g,對Cg=Cgs+Cgd充電

29、Vd因漏感出現(xiàn)小尖峰,其余Vd=Vin不變。t2是對Cg充電從Vt到Vt+Io/g的時間。關斷過程t2,Vgs被鉗位于Vt+Io/g不變,因為Io不變,Vgs=Vt+Io×g也不變。所以Cgs沒有電流Vd從0變至Vin,所以有電流流過Cgd注入柵極,同時有同樣電流通過Rdrive流出。那么t2階段時間為=Cgs×Vin×Rdrive/(Vt+Io/g-Vsat)t3階段,有交越損耗導通過程t3Vgs被鉗位于Vt+Io/g不變,因為Id=Io不變,Vgs=Vt+Io×g也不變。所以Cgs沒有電流Vd從Vin變至0,所以有電流流過Cgd流出柵極,同時有同樣電

30、流通過Rdrive流入。用這個來計算該階段的時間。關斷過程t3Vgs由Vt+Io/g繼續(xù)下降到Vt,Cg=Cgs+Cgd放電,Id從Io=g*(Vgs-Vt)下降到0Vd因漏感出現(xiàn)小尖峰,其余Vd=Vin不變t4階段該階段,導通Vgs繼續(xù)Cg充電,關斷Cg繼續(xù)放電。其它不變柵荷系數(shù),用來描述寄生緩沖電容的影響。目前都基于極間電容為定值來分析通斷 P155Idrive是驅(qū)動電路,通過Rdrive的電流根據(jù)C=Q/V,Qgs=Ciss×(Vt+Io/g) Qgs=將I=CdV/dt代入t3(Vin變化為0),Qgd=Cgd×Vin Qgd=單獨分析t3,將C=Q/V代入該點,Qg=Ciss××Vdrive)+QgdQg=實際例子:假設開關管的工作條件是:電流22A、電壓15V、頻率500KHz。其最低驅(qū)動電阻(一個幅值4.5V的脈沖通過它作用于柵極)是2。關斷時,開關管的關斷電阻是1。據(jù)此計算出其開關損耗和導通損耗。Ciss=Qgs/(Vt+Io/g)=8/(1.05+22/100)=6299pF在指定的曲線上Ciss=4200pFCiss=4200*1.5=6300p