《開關電源設計論》word版

1、1 緒 論1.1 前言電力電子學是綜合應用電工理論、電子技術及控制理論等，利用電力電子(功率半導體)器件控制或變換電能，以達到合理而高效率地使用能源。它是電力、電子、控制三大電氣工程技術領域之間的交叉學科。電力電子技術是近年來最活躍的研究領域之一。作為聯(lián)系弱電與強電的紐帶，電力電子技術提供了控制電功率流動與改變電能形態(tài)的有力手段，在小至數(shù)瓦，大至數(shù)千千瓦乃至數(shù)十兆瓦的范圍內(nèi)都得到了廣泛應用。隨著功率半導體制造技術、微電子技術、計算機技術，以及控制理論的不斷進步，電力電子技術向著大功率、高頻化及智能化方向發(fā)展，應用的領域?qū)⒏訌V闊。1.2國內(nèi)外電源技術發(fā)展概況電力電子技術與裝置的市場需求與日俱增

2、，其中電源是電力電子技術的主要應用領域之一。隨著微電子制造技術的進步，計算機、通信設備、家用電器得到飛速發(fā)展，這些設備內(nèi)部往往需要采用直流穩(wěn)壓電源供電。很多關鍵的設備還需要不間斷電源，以確保市電停電時設備仍能工作。近年來，隨著電力電子技術的迅猛發(fā)展，新的電子元器件、新電磁材料、新變換技術、新控制理論及新的軟件不斷的出現(xiàn)并應用到開關電源，使開關電源達到了頻率高、效率高、功率密度高、功率因數(shù)高、可靠性高。因此，許多領域，例如郵電通信、軍事裝備、交通設施、儀器儀表、工業(yè)設備、家用電器等都越來越多的應用開關電源，并取得了顯著效益。隨著芯片集成度的不斷提高，電子設備內(nèi)功能部件的體積不斷減小，因而要求設備

3、內(nèi)部電源的體積和重量不斷減小。提高開關頻率是減小開關電源體積和重量的基本措施，因為變壓器和電感電容等濾波元件的體積和重量隨頻率的提高而減小。高頻化、小型化、模塊化和智能化是直流開關電源的發(fā)展方向。高頻化是小型化和模塊化的基礎，目前開關頻率為數(shù)百kHZ至數(shù)MHz的開關電源已有使用。功率重量比或功率體積比是表征電源小型化的重要指標，50w/in的開關電源早已上市，目前己向120W/in發(fā)展。模塊化與小型化分不開，同時模塊化可提高電源的可靠性，簡化生產(chǎn)與使用。模塊電源的并聯(lián)串聯(lián)和級聯(lián)既便于用戶使用，也便于生產(chǎn)。智能化是便于使用和維修的基礎，無人值守的電源機房、航空和航天器電源系統(tǒng)等都要求高度智能化，

4、以實現(xiàn)正常、故障應急和危急情況下對電源的自動管理?，F(xiàn)代越來越復雜的電子設備對電源提出了各種各樣的負載需求。一個特定用途的電源裝置，應當具有符合負載要求的性能參數(shù)和外特性，這是基本的要求。安全可靠是必須加以保證的。高效率、高功率因數(shù)、低噪音是普遍關注的品質(zhì)。無電網(wǎng)污染、無電磁干擾、省電節(jié)能等綠色指標是全球范圍的熱門話題，并有相關的國際和國家標準規(guī)范進行約束。電源技術發(fā)展到今天，己融匯了電子、功率集成、自動控制、材料、傳感、算機、電磁兼容、熱工等諸多技術領域的精華，已從多學科交叉的邊緣學科成長為獨樹一幟的功率電子學。1.3 選題背景隨著電子技術的高速發(fā)展，電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛，電子設備的種

5、類也越來越多，電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切。任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源具有穩(wěn)定性能好、輸出電壓紋波小、使用可靠等優(yōu)點，但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都很大的濾波器。由于調(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間必須承受較大的電壓差，導致調(diào)整管的功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于調(diào)整管上消耗較大的功率，所以需要采用大功率調(diào)整管并裝有體積很大的散熱器，很難滿足現(xiàn)代電子設備發(fā)展的需要。開關電源是一種采用開關方式控制的直流穩(wěn)壓電源，通過控制開關的占空比來調(diào)整輸出電壓。它以小

6、型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源形式。主要作為高功率脈沖電源的初級電源和大型軍用設備的電源系統(tǒng),也可以應用于大電流快速充放電系統(tǒng)和電子、通信、航天、醫(yī)療等各個領域,其中,幾十幾百千瓦的大、高功率開關電源主要應用于現(xiàn)代化工業(yè)、國防事業(yè)和大型科研項目中,具有非常廣泛的應用前景。中國科學院電工所最近研制成功的“50kW/40kHz高壓穩(wěn)壓電源”代表著國內(nèi)高頻大功率開關電源的先進技術水平?！?00kW開關電源”的研究,標志著我國的高功率脈沖電源技術翻開了歷史性的一頁。 目前,國外的高功率開關電

7、源研制技術較為成熟,并主要應用于工業(yè)和軍事上。在粒子加速器、電磁發(fā)射、電磁推進、微波武器等脈沖功率技術應用的領域中,電源設備的平均功率通常在幾百千瓦甚至幾兆瓦以上,體積和重量只有國內(nèi)的幾十分之一,而且自動化程度非常高。 近年來,國內(nèi)的小功率開關電源技術已日趨成熟,基本能夠滿足工業(yè)生產(chǎn)和軍事發(fā)展的需要。 新型的高功率開關電源（平均功率200kW）具有體積小、重量輕、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)勢,而且具有先進的自動控制技術。近年來，在高壓大功率的應用場合，開關電源作為一種高效好型、高性能的電源己廣泛用于家用電器、電子計算機、變頻器等電子設備中。采用開關電源后，可以使相關裝置體積小、重量輕、功耗低、穩(wěn)壓

8、范圍寬，大大地改善了裝置的控制可靠性及保護性能。1.4 本課題要求及主要研究內(nèi)容研究開關電源的實現(xiàn)方法，并按照設計指標要求進行電路的設計與仿真。具體要求如下：分析、掌握該課題總體方案，廣泛閱讀相關技術資料，并提出自己的見解。掌握開關電源的工作原理。設計硬件系統(tǒng)并進行仿真，掌握系統(tǒng)調(diào)試方法，使系統(tǒng)達到設計要求。主要技術指標設計要求：直流輸入電壓：50330V；輸出電壓：+ 24V，士15V，+5V，20V方波高頻電壓；效率：80%2 系統(tǒng)的整體方案分析選擇2.1 組合式開關電源的結(jié)構開關電源作為一種高效、輕型、高性能的電源已廣泛用于家用電器、電子計算機、變頻器等電子設備中。而在變頻器中的廣泛應用

9、更顯其本色。變頻器的控制回路、驅(qū)動回路、保護回路、檢測電路等需要十余種相互隔離的電源。采用開關電源后,可以使變頻器體積小、重量輕、功耗低、穩(wěn)壓范圍寬,大大地改善了裝置的控制可靠性及保護性能。開關電源的種類很多,不同容量等級的變頻器采用不同形式的開關電源。根據(jù)我們研制的交流變頻調(diào)速系統(tǒng)的特點,要求開關電源適應范圍為50V330V,且在輸入電壓低至50V時仍然能輸出滿功率,顯然常規(guī)的開關電源不具備這樣寬的調(diào)節(jié)范圍。為此,采用由斬波器和推挽式變換器組成的兩級組合式開關電源作為裝置的各種控制電源。由于采用了斬波器使開關電源在輸入50V330V的變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定輸出中間直流電壓,輸出功率達500W以上

10、。在得到穩(wěn)定的中間電壓基礎上,用PWM(脈寬調(diào)制)調(diào)制技術加推挽放大得到裝置所需的各種等級電源及驅(qū)動電路所需方波電源。如下圖所示：圖2.1 組合式開關電源原理示意圖組合式開關電源原理示意圖如圖1所示。該電源主要由兩級組成:第一級是降壓斬波器,通過PWM控制V2管的開通和關斷,使輸入電壓(取自主回路中間直流電壓)在50V330V范圍內(nèi)能夠輸出穩(wěn)定直流24V電壓。該24V電源用于后一級變換器的輸入以及交流變頻調(diào)速裝置的風扇和電機磁閘電源。第二級變換器實際上是將直流24V重新凋制,控制V3,V4交替導通和關斷,把24V直流電壓變換成高頻交流電壓,經(jīng)高頻變壓器副邊輸出多組裝置所需的各種電壓和驅(qū)動所需的

11、方波電壓。為了保證在送電初期電源能正常工作,特設置了初始電源產(chǎn)生電路。在斬波器穩(wěn)定輸出24V后,初始電源退出工作,由電源本身提供工作電源。注：圖中所示的V2、V3、V4 指通用的開關管不一定是功率晶體管。電源控制回路采用UC系列集成電流控制芯片UC3842，UC3846作為控制芯片?？蓪崿F(xiàn)精確控制，提高電源的可靠性并可方便的實現(xiàn)保護電路的設計。開關電源的控制芯片在主回路與控制回路之間存在隔離問題,考慮到光耦合器速度較慢,且還需提供工作電源,故本電源用脈沖變壓器實現(xiàn)主回路與控制回路之間的隔但使用脈沖變壓器對斬波器斬波管V2的驅(qū)動會生一些問題。將在驅(qū)動電路部分分析解決。2.2 組合式開關電源的原理

12、分析 斬波器電路開關電源斬波器電路原理圖如圖2.2所示,它的功能是將從主回路中間直流電壓(50V330V)變成24V穩(wěn)定直流電壓輸出。圖2.2 第一級斬波電路原理圖斬波器控制電路采用PWM集成電路UC3842,電阻Rt、電容Ct決定了斬波器的工作頻率。R1,R2為反饋電阻,其值決定輸出電壓大小,UC3842的基準電源為5V,R5是電流反饋電阻,當負載電流超過限定值時,R5將此信號反饋回UC3842,使其停止工作,起到過流保護的作用。從UC3842出來的控制信號加到互補管V1,V2上,通過脈沖變壓器原邊產(chǎn)生驅(qū)動信號,驅(qū)動斬波工作。脈沖變壓器的原邊截止時產(chǎn)生很大的尖峰脈沖電壓,對V1,V2產(chǎn)生危害

13、。為此加吸收電容,可以大大減小尖峰脈沖。圖2.3是不加吸收電容和加吸收電容時的驅(qū)動波形。減小開關管的開關損耗是保證開關管正常工作的重要因素。為此必須充分減小開關管的導通、截止過渡過程時間。采取以上措施后,開關管的導通、截止過渡過程時間可以大大減小。脈沖變壓器通過一個限流電阻和穩(wěn)壓二極管Dz驅(qū)動Q1，該驅(qū)動電路性能隨著D的變化而不同。 不加電容驅(qū)動波形 加電容驅(qū)動波形圖2.3 驅(qū)動波形圖 推挽式變換器電路開關電源的推挽變換器電路如圖2.4所示C1, R1, D1組成了RCD緩沖電路,D2，C2，R2 為了保護變壓器的繞組，防止電感峰值。Rt, Ct決定了UC3846的振蕩頻率,亦即高頻變壓器的工

14、作頻率。Rr為電流檢測電阻,使高頻變壓器副邊穩(wěn)定輸出,不受負載等影響。在過載時使UC3846停止工作。UC3846發(fā)出控制信號驅(qū)動Q2、Q3兩個mosfet管交替導通、截止,將輸入24V直流電壓變成高頻交流信號耦合到高頻變壓器的副邊,經(jīng)整流后得到所需的各等級電源,由于UC3846的輸出電流足夠大可以直接驅(qū)動開關管。圖2.4 推挽式變換器電路原理圖3電源主電路設計3.1 buck變換器 buck工作原理BUCK變換器又稱降壓變換器，它是一種對輸入輸出電壓進行降壓變換直流斬波器，即輸出電壓低于輸入電壓。其基本結(jié)構如圖3.1所示。假定:(l)開關晶體管、二極管均是理想元件，也就是可以快速地“導通”和

15、“截止”，而且導通壓降為零，截止時漏電流為零;(2)電感、電容是理想元件，電感工作在線性區(qū)未飽和，寄生電阻為零，電容的等效串聯(lián)電阻為零;(3)輸出電壓中紋波電壓與輸出電壓比值小到允許忽略。圖3.1 Buck變換器電路工作過程：當主開關Tr導通，如圖3.2所示，is=流過電感線圈L，電流線性增加在負載R上流過電流Io，兩端輸出電壓Vo，極性上正下負。當is i。時，電容在充電狀態(tài)。這時二極管D承受反向電壓而截止。經(jīng)時間D1Ts后，如圖3.3所示主開關Tr截止，由于電感L中的磁場將改變L兩端的電壓極性，以保持其電流不變。負載兩端電壓仍是上正下負。在Io時，電容處在放電狀態(tài)，以維持Io、Vo不變。這

16、時二極管D，承受正向偏壓為電流紅構成通路，故稱D為續(xù)流二極管。由于變換器輸出電壓Vo小于電源電壓Vs，故稱它為降壓變換器。其工作圖如下圖3.2和圖3.3所示: 圖3.2 Tr導通 圖3.3 Tr關斷在一般的電路中是期望BUCK電路工作在連續(xù)導通模式下的，在一個完整的開關周期中，BUCK變換器的工作分為兩段，其工作波形圖為:圖3.4BUCK在連續(xù)模式下的工作波形圖 buck變換器的參數(shù)計算在BUCK變換器電路中給定輸入電壓Vs的范圍、輸出電壓Vo、功率P輸出電流I。、紋波電壓的范圍Vo，開關頻率fs，就可以推出電路中L、C的參數(shù)值和所需要開關管和二極管的耐壓和耐流值，從而選定各自的型號。從圖3.

17、4中的波形圖可知，在開關管Tr導通期間(一)，電感電流上升量為 （3.1）在開關管關斷期間，電感電流的下降量為 （3.2）由于穩(wěn)態(tài)時這兩個電流變化量相等，即所以由上述兩式可得: （3.3）由上式整理得 （3.4） (l)電感L的確定在連續(xù)和不連續(xù)之間有個臨界狀態(tài)，此時 （3.5）將3.2式代入3.5可得 （3.6）將3.6式整理得 （3.7）要保證電路工作在連續(xù)工作模式必須使LLc，一般取1.2倍的裕量。(2)電容C的確定流經(jīng)電容的電流是()，由于對電容的充放電產(chǎn)生的紋波電壓，如圖3.4中和波形。 （3.8）將3.2式代入3.8式得 （3.9）開關管的峰值電流為 開關管的耐壓值為 根據(jù)擬定技術

18、指標：輸入電壓Vs 50330V 輸出電壓 Vo 24V 功率Po 500W 輸出電流 20A Vo=1V fs 100 KHz有上述公式推到可得：Lc 取 8uH C 取 3mF根據(jù)耐壓值和余量 開關管取 IRFPS37N50A 500V 37A 二極管取 RF2001T4S 400V 20A峰值電流 取36A3.2 推挽式變換器 主從輸出推挽拓撲的原理圖3.5 推挽脈寬調(diào)制變換器推挽拓撲如圖3.5所示，它主要由帶多個次級繞組的變壓器構成，每個次級繞組都提供一組相差180的方波脈沖，脈沖幅值由次級繞組的匝數(shù)決定。而所有的次級繞組的脈寬都由接于次級主輸出的負反饋控制電路決定。在推挽式變換器中使

19、用兩個幅值相等、脈寬可調(diào)、相差180的脈沖驅(qū)動Q1和Q2基極外，它的控制電路和其他電路原理一樣。導通時段，開關管的基極驅(qū)動必須足夠大，已使在整個電流范圍內(nèi)，都能夠把每個初級半繞組的底端電壓拉到低到等于開關管飽和導通壓降Vea，約為1V。因此當每一個開關管導通時，都提供給對應初級半繞組幅值為（Vdc1）的方波電壓?？紤]到輸出整流二極管的正向壓降Vd，整流二極管陰極的輸出是一個導通時間為Ton、幅值為(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平頂方波。這里Vd是整流二極管的正向壓降，對于傳統(tǒng)的快速二極管其值為1V，對于肖特基二極管（通常用于Vm為5V的大電流輸出場合）其值為0.5V。因為每個半周期都有一

20、個占空比為Ton的脈沖，所以整流二極管陰極輸出脈沖的占空比為2Ton/T。圖3.5中，LC濾波器的輸入波形是方波幅值不變且脈寬可調(diào)。圖3.5中LC濾波器的功能是提供一個值為方波平均值的直流輸出，同時濾除方波中的紋波。電容和電感的功能分析和計算過程與buck調(diào)整器完全一樣。如圖3.6所示輸出Vm的直流或平均電壓為 （3.10） Vm對應的主輸出整流器波形如圖3.6所示。如果將Vm接入負反饋，如圖3.5所示，以控制導通時間Ton，則Vm將隨著直流輸入電壓和輸出負載電流的變化來調(diào)整輸出，使Vm保持不變。盡管負載電流沒有出現(xiàn)在式3.10中，但只要是負載電流改變導致的Vm變化，它都會被誤差放大器所采樣，

21、然后通過控制導通時間Ton來糾正，使Vm保持不變。只要L1不隨負載電流減小進入不連續(xù)工作模式，導通時間Ton的變化就不大，其具體數(shù)值由式3.10根據(jù)不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T來確定。從輸出的整流二極管陰極電壓由從繞組的匝數(shù)決定。其方波寬度與主輸出相同，為由主輸出Vm的反饋環(huán)確定的Ton。因此從輸出為 （3.11） （3.12） 推挽式變換器存在的問題及解決方法1.最小電流的限制當有從輸出時，直到主輸出電流降到額定值得1/10，則直到主輸出電流降到最小值，根據(jù)式3.7計算出電感不都會進入不連續(xù)工作模式。在此范圍內(nèi)，從輸出電壓值將保持在5%的范圍內(nèi)。當主電感進入不連續(xù)狀態(tài)時（電感電流低于

22、最小電流值），Ton明顯下降，從輸出電壓也隨之明顯下降。不過，反饋環(huán)仍能保持主輸出電壓恒定。同樣，從輸出在其輸出電流范圍內(nèi)也不允許不連續(xù)運行。如果他們的最小電流值選為額定值的1/10，則可以根據(jù)3.7式計算從輸出電感。2 磁通不平衡如圖3.6鐵芯材料的磁滯回線圖3.6典型鐵氧體磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滯回線。如果要磁通曲線保持在線性范圍內(nèi)，則在頻率達到30kHz時，磁通變化范圍須限制在2000G之間。頻率為100300kHz時，由于磁心高頻損耗的原因，磁通變化范圍的峰值必須減至1200G或800G以下。正常工作時，磁芯的磁通變化范圍位于上圖所示的B1和B2之間。工作在磁滯回

23、線2000G以內(nèi)的線性部分是合理的。 當Q1導通時，如圖3.5所示，Np1的異名端為正，磁心沿磁滯回線上升即從B1向B2移動。其上升的實際值與Np1兩端電壓和Q1導通時間的乘積成比例。當Q1關斷Q2導通時，Np1的同名端為正，磁心沿磁滯回線從B2往B1下降，其下降的實際值與Np2兩端電壓和Q2的導通時間成比例。如果Q1導通時Np1施加的伏秒數(shù)與Q2導通時Np2施加的伏秒數(shù)相等，則一個周期后，磁心會從B1上升至B2，正好又返回到B1。但只要伏秒數(shù)稍有不等，磁心就不能回到起點，并且若干周期后，磁心將偏離磁滯回線，進入飽和區(qū)。飽和區(qū)的磁心不能承受電壓，當相應的開關管再次導通時，開關管將承受很大的電壓

24、和電流，導致開關管損壞。 使導通時的置位伏秒數(shù)與關斷時的復位伏秒數(shù)不相等的因素很多。即使Q1和Q2的基極電壓寬度相同，其集電極電壓寬度也可能不完全相等。對于通常的集成電路控制芯片，其產(chǎn)生的兩組基極驅(qū)動脈沖電壓基本相等。 如果Q1、Q2是雙極型晶體管，則其存儲時間會使集電極導通時間比基極脈沖的時間長。存儲時間為0.36pts。存儲時間也受溫度的影響，隨溫度上升而顯著增加。即使Q1、Q2在相同溫度下的存儲時間恰好相同，如果Q1、Q2在散熱器上相距較遠，以致工作溫度不同，其存儲時間也可能相差很大。 另外，如果一個開關管導通的伏秒數(shù)略大于另一個，就會使磁心略偏離平衡點而趨向飽和。如果磁心磁通達到磁滯回

25、線（如圖2.3所示）的彎曲部分，則會使該開關管的電流比另一個開關管的電流大，并且在該半周期，磁心勵磁電流將成為負載電流的主要部分。于是流過較大電流的開關管會變得較熱，使它的存儲時間延長。隨著該開關管存儲時間的延長，這半周期內(nèi)作用于磁心的伏秒數(shù)會增加，流過的電流也會增加，該管的存儲時間進一步延長。這樣，失控狀態(tài)將很快出現(xiàn)，磁心飽和，開關管損壞。 如果Ql、Q2是MOSFET管，則磁通不平衡問題兢遠沒有那么嚴重。首先，MOSFET管沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關管導通時間相等。更重要的是，由于MOSFET管的導通壓降隨溫度升高而增加，所以上述失控情況不會發(fā)生。 相反地，MOSFET管

26、導通壓降隨溫升而增加的特性提供了負反饋作用，它有助于糾正磁通不平衡問題。設伏秒數(shù)開始不平衡，則伏秒數(shù)較大的半周期內(nèi)，由于磁心開始移向磁滯回線彎曲部分，流過對應開關管的電流就較大。有較大電流的開關管，管溫增加，導通壓降也增大，但這將使對應初級半繞組上的電壓降低。從而降低該半周期的伏秒數(shù)，使流過該開關管的電流減小，恢復正常。 綜上所訴，可以從平衡伏秒數(shù)出發(fā)用以下幾個方法減小磁通不平。增加初級繞組的電阻匹配功率開關管磁心加氣隙使用mosfet功率開關管使用電流模式拓撲由于綜合考慮到技術、成本、實現(xiàn)的難易，本設計將采用使用mosfet功率開關管和電流模式控制以減小磁通的不平衡。 功率變壓器主要參數(shù)設計

27、 1. 變壓器磁芯的選擇 目前，高頻開關電源變壓器所用的磁芯材料一般有鐵氧體、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。這些材料中，坡莫合金價格最高，從降低電源產(chǎn)品的成本方面來考慮不宜采用。非晶合金和超微晶材料的飽和磁感應強度雖然高，但在假定的測試頻率和整個磁通密度的測試范圍內(nèi)，它們呈現(xiàn)的鐵損最高，因此，受到高功率密度和高效率的制約，它們也不宜采用。雖然鐵氧體材料的損耗比坡莫合金大些，飽和磁感應強度也比非晶合金和超微晶材料低，但鐵氧體材料價格便宜，可以做成多種幾何形狀的鐵芯。對于大功率、低漏磁變壓器設計，用E-E型鐵氧體鐵芯制成的變壓器是最符合其要求的，而且E-E型鐵芯很容易用鐵氧體材料制作。所以，

28、綜合來考慮，變換器的變壓器磁芯選擇功率鐵氧體材料，E-E型。2. 工作磁感應強度的確定工作磁感應強度Bm是開關電源變壓器設計中的一個重要指標，它與磁芯結(jié)構形式、材料性能、工作頻率及輸出功率的因素有關關。若工作磁感應強度選擇太低，則變壓器體積重量增加，匝數(shù)增加，分布參數(shù)性能惡化；若工作磁感應強度選擇過高，則變壓器溫升高，磁芯容易飽和，工作狀態(tài)不穩(wěn)定。一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些，對于鐵氧體材料，工作磁感應強度選取一般在0.16T到0.3T之間。設計中，根據(jù)特定的工作頻率、溫升、工作環(huán)境等因素，把工作磁感應強度定在0.2 T。3.變壓器的計算功率開關電源變壓器工

29、作時對磁芯所需的功率容量即為變壓器的計算功率，其大小取決于變壓器的輸出功率和整流電路的形式。變換器輸出電路為全波整流，因此 （3.13） 式中：Pt為變壓器的計算功率，單位為W Po為變壓器的輸出功率，單位為W4.磁芯設計輸出能力的確定 磁芯材料確定后，磁芯面積的乘積反映了變壓器輸出功率的能力。其磁芯面積為 （3.14）或 式中： Ap為磁芯截面積乘積，單位為cm4； Ac為磁芯截面積，單位為cm2； Am為磁芯窗口截面積，單位為cm2； Bm為磁芯工作磁感應強度，單位為T； Kw為窗口占空系數(shù)取0.2； Kj為電流密度系數(shù)(溫升為50時，E形磁芯取534)。5.繞組匝數(shù)的計算因為變換器的電路

30、形式為推挽式，所以變壓器的初級電壓Up=24 V。在該變換器中滿載電流20 A比較大，整流管和濾波電感上的壓降不可忽視，本變換器所用的整流二極管的壓降在20A電流下約為25V，濾波電感的直流壓降取05V；另外，變換器滿載工作時會把電壓拉低，為避免把工作脈沖的占空比拉到最大時電壓電流仍然達不到要求，變壓器次級電壓要有一定的裕度，一般取變換器輸出電壓的10；所以，變壓器的次級電壓Us=22 V。 初級繞組匝數(shù)N1 匝6.導線線徑的計算繞組的導線大小根據(jù)變壓器各繞組的工作電流和電流密度來確定。另外，若變壓器的工作頻率超過50 kHz，還需要考慮電流趨膚效應的影響，導線直徑應小于兩倍的穿透深度。頻率為

31、100 kHz時銅導線的趨膚深度O.41 mm，因此，所取導線直徑應小于0.82 mm。7.電流密度8.線圈的繞制因為變換器用的是中間抽頭變壓器，功率較大，宜采用三明治繞法。三明治繞法是中間初級繞組，兩邊次級繞組，或中間次，兩邊初。這種繞法會對變壓器的溫度有很大的幫助，且磁力線在變壓器中分布較均勻，所以繞組耦合較均勻，漏感少，對外界干擾小，對紋波影響較小。變壓器初級繞組繞在中間，次級是中間抽頭輸出，共有4個繞組，各2個繞組繞在初級的兩邊。3.3輸出整流濾波電路設計綜合各電路的優(yōu)缺點選用結(jié)構簡單的全波整流電路如圖3.7所示,變壓器中心抽頭構成了全波整流電路，u2=u2a+u2b且u2a=u2b=

32、U2sint。正半周時：u2瞬時極性a(+),b(-)，VD1正偏導通，VD2反偏截止。負載電流的流通途徑為aVD1Rc；負半周時：u2瞬時極性a(-),b(+)，VD1反偏截止，VD2正偏導通。負載電流的流通途徑為bVD2RLc。整流電路VD1和VD2 輪流導通，整個周期內(nèi)都有電壓輸出，故該電路稱為全波整流電路。圖3.7全波整流電路其主要性能指標為：(1) (2)(3)K=0.48 由于K1,脈動成分比半波整流電路小很多,紋波較小,但由于變壓器次級的每個線圈只在半個周期內(nèi)有電流,較全橋模式利用率不高. 圖中每個二極管承受的斷態(tài)電壓為 （3.15）在電流連續(xù)的情況下，還可以得到用輸出電壓Uo表

33、示的斷態(tài)電壓為流過每個二極管的平均電流為 （3.16）式中，為電感電流的平均值。每個二極管的平均電流等于電感電流平均值的一半。在穩(wěn)態(tài)的條件下，電感電流平均值等于負載電流，因此二極管電流平均值也等于負載電流的一半。 假設二極管的通態(tài)壓降為，每個二極管的通態(tài)損耗為 （3.17）兩個二極管的總通態(tài)損耗為 （3.18） 綜上可知全波整流電路使用的期間數(shù)少，結(jié)構簡單，通態(tài)損耗小，缺點二極管耐壓高（相對于全橋型電路）總的來說適合所設計的電路。4.控制電路和保護電路的設計4.1控制電路方案比較選擇電源的性能例如輸入的線性調(diào)整、輸入線與負載的變動反應特性，基本上取決于歸返回路(return loop)的結(jié)構。

34、歸返方式可分為兩種，分別是: (a) 電流模式控制。 (b) 電壓模式控制。有關電壓模式控制 圖4.1是電壓模式控制的DC-DC Converter電路實例，由圖可知它是由單一的反饋回路所構成，它的輸出電壓歸返至輸入端，誤差增幅器可將基準電壓Vref，與分壓后的輸出電壓差分增幅，再將結(jié)果輸入到脈沖寬變調(diào)器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM比較器(comparator)可將增幅后的差分信號，與內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒狀信號作比較，并將調(diào)節(jié)占空比，最后再輸出PWM信號。圖4.1 電壓模式控制的DC-DC變頻器基本電路有關電流模式控制 圖4.2是電流模式控制的DC-DC轉(zhuǎn)換器電

35、路實例，由圖可知它是在電壓反饋端追加設置可使電感電流返回的回路。在電流模式控制的DC-DC變換器 ，流入電感的電流與流入PWM比較器可以控制占空比的電流都被當作控制信輸入，換句話說除了輸出電壓之外電感電流也能反饋，是它與電壓模式最主要的結(jié)構差異。4.2的電流模式控制的DC-DC 變換器的電感檢測方法有三種，分別是:(一) 平均電流模式控制。(二) 固定ON/OFF時間控制。(三).峰值電流模式控制。 圖4.2電流模式控制的DC-DC變換器基本電路 圖4.3是平均電流模式控制的DC-DC 變換器電路，由于輸入電流與輸入電壓同相，因此它可以有效改善輸入效率。圖4.3 平均電流模式控制的DC-DC

36、變換器基本電路 峰值(peak)電流模式控制則是電源電路設計經(jīng)常使用的方式。圖4.2的開關管Tr1一旦導通的話，電感電流IL 會大幅增加，如果電感電流IL與控制信號一致時，開關管Tr1會將固定周期的時間內(nèi)關斷。此外峰值電流模式控制變換器能獲得良好的線形調(diào)整特性，因此可去除輸入電源的交流諧波成份，去除音頻噪聲。不論是電流連續(xù)模式或是電流非連續(xù)模式，都具有相同的動作特性，所以即使負載范圍非常寬廣，兩者仍然具備穩(wěn)定動作的特征，而且補償電路也很簡單。電感電流IL值亦即控制電壓，是利用輸出電壓的歸返信號控制，IL的檢測信號則與控制電壓Vc作比較，被檢測的IL直到與Vc相同之前，PWM 調(diào)節(jié)器的輸出會持續(xù)

37、維持Tr1為ON狀態(tài)，若IL與Vc相同時就使Tr1為OFF狀態(tài)。下個周期則是由時鐘脈沖使RF變低后才開始動作，如此一來IL的峰值就可利用控制電壓獲得正確的控制，由此可知電流模式控制特性是由許多要素構成。由上述可知電流模式的優(yōu)點：(一) 具備良好的線形調(diào)整特性(二) 位相補償非常簡單(三) 響應特性不仰賴電流連續(xù)與電流非連續(xù)動作模式(四) 不需另外設置電流限制電路峰值電流模式的缺點：(一)輸出電感峰值電流恒定而非平均電流恒定(二)對輸出電感電流擾動的響應(三)電流模式的斜率補償電流模式控制的轉(zhuǎn)換器必需增加設置各種電路，因此設計上顯得比較復雜，不過電流模式控制的優(yōu)點卻大于缺點，尤其是輸入電壓范圍很

38、大的系統(tǒng)例如PC、高頻通訊設備，或是要求低輸出變動的系統(tǒng)，電流模式控制具備的線形調(diào)整特性就可獲得充分的發(fā)揮。此外利用補償設定的過渡反應超調(diào)、連接時間、穩(wěn)定性，不論是連續(xù)模式或是非連續(xù)模式，兩者的性能幾乎完全相同。相較之下電壓模式控制的轉(zhuǎn)換器為維持連續(xù)模式，必需設置很大的磁氣電路。 電流模式控制的另一項優(yōu)點是它使用結(jié)構簡單的零極點，加上IC化的電路使得器件的使用數(shù)量大幅減少，同時還可以降低電容器的容量與外形體積，輸出電容對ESR無特別的要求。設計中一級變換器的占空比小于50%不存在擾動響應和斜率補償?shù)膯栴}，而二級變換中需要應用斜率補償，以避免震蕩。斜率補償電路如下圖4.5 圖4.5斜率補償電路圖

39、 由R1和R2確定幅值的正斜坡電壓取自定時電容上端并與電流采樣電阻加。若選擇R1，R2使疊加到Vi電壓斜率等于輸出電感電流下降斜率的一半，則輸出電感電流平均值與開關管脈寬無關。只要R1，R2滿足下式就能完全補償 （4.1）式中 由于R1和R2會從定時電容正端吸收電流而改變頻率，所以要選擇足夠大的（R1+R2）以減小對頻率的影響，先選擇R1，然后根據(jù)式4.1選擇R2。電流檢測方法功率開關電路的電路拓撲分為電流模式控制和電壓模式控制。電流模式控制具有動態(tài)反應快、補償電路簡化、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點，因而取得越來越廣泛的應用。而在電流模式的控制電路中，需要準確、高效地測量電流值，故電

40、流檢測電路的實現(xiàn)就成為一個重要的問題。 在電流環(huán)的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電阻小損耗也小。 電流檢測電路的實現(xiàn)方法主要有兩類：電阻檢測和電流互感器檢測。 如下圖4.6圖4.6電阻檢測接地當使用圖4.6直接檢測開關管的電流時還必須在檢測電阻Ri旁并聯(lián)一個小RC濾波電路，因為當開關管斷開時集電極電容放電，在電流檢測電阻上產(chǎn)生瞬態(tài)電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯。 在實際電路設計時，特別在設計大功率、大電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因為檢測電阻損耗大，達數(shù)瓦，甚至十幾瓦；而且很

41、難找到幾百毫歐或幾十毫歐那么小的電阻。 實際上在大功率電路中實用的是電流互感器檢測，如圖4.7所示。圖4.7電流互感器檢測電路電流互感器檢測在保持良好波形的同時還具有較寬的帶寬，電流互感器還提供了電氣隔離，并且檢測電流小損耗也小，檢測電阻可選用稍大的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個瞬態(tài)電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測電阻上進行測量，但同時也要求電流脈沖每次過零時磁芯能正常復位，尤其在平均電流模式控制中，電流互感器檢測更加適用，因為平均電流模式控制中被檢測的脈沖電流在每個開關周期中都回零。如果電流互感器的磁芯不能復位，將導致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個很嚴重的問題，首先是不能正確測量電

42、流值，從而不能進行有效的電流控制；其次使電流誤差放大器總是“認為”電流值小于設定值，這將使電流誤差放大器過補償，導致電流波形失真。電流互感器檢測最適合應用在對稱的電路，如推挽電路、全橋電路中。對于單端電路因為電感電流不能回零而使直流值“丟失”了；并且電流互感器因不能磁復位而飽和，從而失去過流保護功能，輸出產(chǎn)生過壓等。綜上所述，一級變換電流檢測采用圖4.6，二級采用圖4.7的電路方法，較簡單實用。4.2 控制電路設計 buck控制電路設計本設計選用UC3842作為變換器的控制芯片。對其做一個簡單介紹。UC3842是高性能固定頻率電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應用而設計，為設計人員提供只

43、需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。這些集成電路具有可微調(diào)的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖肌⒏咴鲆嬲`差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其它的保護特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周電流限制、可編程輸出靜區(qū)時間和單個脈沖測量鎖存。UCX842A有16伏（通）和10伏（斷）低壓鎖定門限，十分適合于離線變換器。UCX843A是專為低壓應用設計的，低壓鎖定門限為8.5伏（通）和7.6伏（斷）。微調(diào)的振蕩器放電電流可精確控制占空比電流模式工作到500千赫自動前饋補償鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流內(nèi)部微調(diào)的參考電壓，帶欠壓鎖定大電流圖騰

44、柱輸出欠壓鎖定，帶滯后低啟動和工作電流直接與安森美半導體的SENSEFET產(chǎn)品接口簡化框圖如下：圖4.8 UC3842簡化框圖端1為COMP端；端2為反饋端；端3為電流測定端；端4接Rt、Ct確定鋸齒波頻率；端5接地；端6為推挽輸出端，有拉、灌電流的能力；端7為集成塊工作電源電壓端，可以工作在840V；端8為內(nèi)部供外用的基準電5V，帶載能力50mA。各管腳功能說明如下表圖4.9 UC3842管腳功能表各個管腳用法及接線：圖4.10 誤差放大器的補償電路接法圖4.11 關斷鎖定必須選用 MCR101 SCR以保持在Tmin時電流小于0.5mA，所有電阻都是10K。圖4.12 電流波形尖脈沖的抑制

45、增加RC濾波器將消除電流波形前沿尖脈沖導致的不穩(wěn)定。圖4.13 軟啟動電路 推挽式控制電路設計控制芯片選用UC3846，其資料如下：UC3846/47電流模式PWM控制器最早是由美國尤尼創(chuàng)公司(Unitrode C0rporation)推出的，現(xiàn)由美國德州儀器公司生產(chǎn)。UC3846和UC3847都是16引腳PWM控制器，其主要區(qū)別在于：在關斷狀態(tài)下，UC3846輸出低電平，而UC3847則輸出高電平。UC3846/47系列電流模式PWM控制器分軍品、工業(yè)品和民品三個等級，相對應的型號分別為UC1846/47，UC23846/47和UC3846/47。下面以美國德州儀器公司生產(chǎn)的UC3846/4

46、7電流模式PWM控制器為例，對其特點、引腳功能、電氣參數(shù)、工作原理以及典型應用分別進行介紹。特點和引腳說明高頻開關電源集成控制器 (1)自動前饋補償。 (2)可編程控制的逐個脈沖限流功能。 (3)推挽輸出結(jié)構下自動對稱校正。 (4)負載響應特性好。 (5)可并聯(lián)運行，適用于模塊系統(tǒng)。 (6)內(nèi)置差動電流檢測放大器，共模輸入范圍寬。 (7)雙脈沖抑制功能。 (8)大電流圖騰柱式輸出，輸出峰值電流500mA。 (9)精密帶隙基準電源，精度1%。 (10)內(nèi)置欠電壓鎖定電路。 (11)內(nèi)置軟啟動電路。(12)具有外部關斷功能。 UC3846管腳圖 (13)工作頻率高達500kHz。 圖4.14 UC

47、3846原理框圖2UC3846/47的引腳功能簡介如下： C/S SS（引腳1）：限流信號軟啟動輸入端。該端可接給定信號。 VREF（引腳2）：基準電源輸出端。該端輸出一溫度特性極佳的基準電壓。 C/S-（引腳3）：電流檢測比較器反相輸入端。該端接電流檢測信號。 C/S+（引腳4）：電流檢測比較器同相輸入端。該端接給定信號。 E/A+(引腳5)：誤差放大器同相輸入端。在閉環(huán)或開環(huán)系統(tǒng)中，該端都接給定信號。 E/A-（引腳6）：誤差放大器反相輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，該端接輸出反饋信號。根據(jù)需要，可在該端與引腳7之間接入不同功能的反饋網(wǎng)絡，構成比例、積分、比例積分等類型的閉環(huán)調(diào)節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中，該

48、端直接與引腳7相連，構成跟隨器。 COMP(引腳7)：誤差放大器輸出端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，根據(jù)需要，可在該端與引腳6之間接人不同功能的反饋網(wǎng)絡，構成比例、積分、比例積分等類型的閉環(huán)調(diào)節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端可直接與引腳6相連。構成跟隨器。 CT(引腳8)：振蕩器定時電容接人端。 Rr(引腳9)：振蕩器定時電阻接入端。 Sync(引腳10)：同步信號輸入端。在該端輸入一方波信號可實現(xiàn)控制器的外同步。該端亦可作為同步脈沖信號輸出端，向外電路輸出同步脈沖信號。 A OUT(引腳11)：輸出端A。引腳11和引腳14是兩路互補輸出端。 GND(引腳12)：信號地。 VC(引腳13)：輸出級偏置電壓接人端。

49、B OUT(引腳14)：輸出端B。引腳14和引腳11是兩路互補輸出端。 VIN(引腳15)：偏置電源接入端。Shutdown(引腳16)：外部關斷信號輸入工作原理： UC3846/47采用定頻電流模式控制，改善了系統(tǒng)的線電壓調(diào)節(jié)率和負載響應特性，簡化了控制環(huán)路的設計。UC3846/47內(nèi)置精密帶隙可調(diào)基準電壓、高頻振蕩器、誤差放大器、差動電流檢測放大器、欠電壓鎖定電路以及軟啟動電路，具有推挽變換自動對稱校正、并聯(lián)運行、外部關斷、雙脈沖抑制以及死區(qū)時間調(diào)節(jié)等功能。 通過電流檢測放大器實現(xiàn)峰值開關電流檢測的方法主要有兩種：(1)采用外接檢測電阻 (2)采用變壓器耦合，采用外接檢測電阻最為簡單，但是

50、需要考慮檢測電阻上的功耗問題。而采用變壓器耦合雖然結(jié)構上比較復雜，但既能起到隔離作用，又能提高效率，是比較理想的選擇。無論采用何種方法，都必須盡量降低最大檢測電壓條件下的功耗。另外，如果采用檢測電阻直接檢測開關電流，為防止因開關管集電極寄生電容放電而引人大的電流尖峰，有必要增加一個RC濾波網(wǎng)絡。 UC3846/47的振蕩頻率由下式?jīng)Q定： (4.2)Rt的取值范圍為1500kQ，Ct的取值最好在lOOpF以上。為了防止開關管直通，在實際過程中，UC3846/47內(nèi)部的振蕩器將生成特定的輸出“死區(qū)”時鐘信號。該脈沖信號將使兩個輸出端處于禁止狀態(tài)，從而避免直通現(xiàn)象的發(fā)生。輸出“死區(qū)”時間的大小由振蕩

51、器的下降時間決定，是定時電容Ct的函數(shù)。死區(qū)時間 (4.3)UC3846具有快速保護功能，它與電流取樣電路延時關斷不同。保護功能腳（腳16）經(jīng)檢測放大器接晶閘管的門極，當電路發(fā)生異常時，使腳16電位上升到0.35V，保護電路動作，晶閘管導通，使腳1電平被拉至接近地電平，電路進入保護狀態(tài)，輸出脈沖封鎖。4.2驅(qū)動電路設計驅(qū)動電路如下圖圖4.15 帶隔離變壓器的驅(qū)動電路電容C起隔離直流的作用,T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。導通時隔離變壓器上的電壓為(1D)Ui、關斷時為DUi,若主功率管S可靠導通電壓為12V,則隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/(1D)/Ui。為保證導通期間GS電壓穩(wěn)定C值

52、可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點：電路結(jié)構較簡單可靠,具有電氣隔離作用。當脈寬變化時,驅(qū)動的關斷能力不會隨著變化。該電路只需一個電源,即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅(qū)動的管子時提供一個負壓,從而加速了功率管的關斷,且有較高的抗干擾能力。但該電路所存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時,負向電壓小,該電路的抗干擾性變差,且正向電壓較高,應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅(qū)動電壓正向電壓小于其負向電壓,此時應該注意使其負電壓值不超過MOSFET柵極的允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于

53、0.5的場合。所以一級變換器驅(qū)動采用該電路。4.3保護電路設計1.輸入過壓保護由R1、R2構成的分壓電路足為輸入電壓Ui的檢測電路，A點電壓為UiR2/(R1+R2),R3、R4、RP和比較器UA構成滯環(huán)比較電路，滯環(huán)的寬度為UccR3/R4。調(diào)節(jié)器RP可以改變過壓保護的限值。 原理為，當UiR2/（R1+R2）高于UH（1+R3/R4）時，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出Uo變?yōu)閁cc，而當小于時輸出Uo變?yōu)榱恪?圖4.16 輸入過壓保護電路2.過流保護電路如下 圖4.17 輸入過流保護電路圖中電流互感器的一次側(cè)串入主電路中用以檢測電流。電阻R1是電流互感器二次側(cè)電流采樣電阻，其電壓Ur1=R1is/n，n

54、為互感器的匝比。當主電路電流增大，Ur1=R1is/n隨之增大，當Ur1大于UH時，比較器A輸出由低電平變?yōu)楦唠娖?，并使RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，去封鎖PWM輸出，使主電路開關管關斷。要重新啟動電路，則必須在RS觸發(fā)器R端施加復位信號。3.欠壓保護當電源供電電壓過低或電源輸出端過載、短路時，電源的初級電流都會大幅度增加，由于采樣電阻Rs的限流作用，使得電源的工作占空比縮小，輸出電壓下降，電源處于非正常工作狀態(tài)。特別是當輸出端短路時，變壓器中磁通的釋放能力近似為零，隨著磁通的積累，變壓器將處于磁飽和狀態(tài)。在初級功率管導通時，供電電壓幾乎全部加在功率管上，雖然采樣電阻Rs可以為功率管提供短時間的保護，但長時

55、間的短路必然會導致功率管嚴重發(fā)熱乃至損壞，所以在電源設計時必須增加欠壓檢測和保護電路，當檢測到電源輸出端出現(xiàn)欠壓現(xiàn)象時，應及時關閉電源控制器，以防電源損壞。 輸出端欠壓檢測，可以采用初級間接檢測和次級直接檢測兩種方法，一般來說次級直接檢測更迅速準確，因而在電源設計中采用較多。最普通的次級直接檢測方法是在控制回路中額外增加光耦等元件如下圖。圖4.18 欠壓采樣電路4.4緩沖電路設計充放電型RCD緩沖電路如圖所示，這種緩沖電路既能夠起到電壓鉗位的作用，又能夠控制電壓的上升率。該緩沖電路對浪涌電壓有抑制效果，與RC緩沖電路不同，由于外加了緩沖二極管D，緩沖電阻值能夠變大，降低了電阻損耗，而且能夠回避

56、開通時場效應管的負擔問題。本電源選擇了充放電型RCD緩沖電路。圖4.19 RCD電路充放電型RCD緩沖電路在場效應管關斷時開始動作，在理想狀態(tài)下，場效應管的漏一源電壓是緩慢上升的。但在實際裝置中，由于在緩沖電路的配線電感和緩沖二極管瞬態(tài)正向電壓下降的影響下，關斷時仍有尖峰電壓存在。為了應用充放電型RCD緩沖電路，關斷過程中，緩沖電容的最高充電電壓必須控制在場效應管的最大許用漏一源電壓內(nèi)。1. 緩沖電容C的計算緩沖電容器所需要的電容值可以由下式計算出: （4.4）其中:L是主電路的寄生電感;Io是場效應管關斷時的漏極電流;VDsP是緩沖電容器電壓的最高值;Ed是直流電源電壓。緩沖電容器的電壓最高

57、值應該控制在場效應管的耐壓值以下，而且應該選用高頻性能良好，等效串聯(lián)電阻(ESR)、電感(ESL)小的薄膜電容。2.緩沖電阻R的計算. 如果要控制電壓的上升率，應該在MOSFET的每一個開通周期內(nèi)將電容的電荷完全釋放，要求緩沖電路的RC常數(shù)比開關周期小，通常是開關周期的1/3。在本電源中，要求緩沖電阻在場效應管進行下一次斷開動作之前，要將儲存電荷的90%放電，緩沖電阻應該是: （4.5）其中:f是開關頻率;緩沖電阻值如果取得太低，由于緩沖電路的電流振蕩，場效應管開通時漏極流峰值也會增加，在滿足上式的情況下應該盡量取大值。緩沖電阻發(fā)生的損耗電阻值無關.另外，應該選用寄生電感小的功率電阻，以減小電

58、路的寄生振蕩。3. 3.緩沖二極管的選擇 緩沖二極管是非常關鍵的元件，其瞬態(tài)正向壓降是斷時產(chǎn)生尖峰電壓的原因之一。功率二極管從斷態(tài)到穩(wěn)定導通狀態(tài)的過渡過程，其正向電壓會隨著電流的上升首先出現(xiàn)一個過沖，然后才逐漸趨于穩(wěn)定.在緩沖電路中，一旦緩沖二極管的反向恢復時間加長，高頻開關動作時緩沖二極管產(chǎn)生的損耗就會變大，從而影響頻率的提高。所以應該選擇反向恢復時間短的緩沖二極管。另外，如果緩沖二極管的反向恢復急劇，會引起緩沖二極管的反向電壓過沖，并且緩沖二極管反向恢復動作時場效應管的漏一源極電壓會急劇地大幅度振蕩。功率二極管的恢復系數(shù)Sr定義為tb與t。之比。S，越大，二極管恢復性能越平順，有利于減小振

59、蕩，因此應該選擇反向恢復特性軟的緩沖二極管。本電源選擇了IXYs公司的快恢復外延二極FRED，其反向恢復又快又軟，并且正向恢復、高溫性能也好，應用這種二極管能夠減小開關損耗，減小電磁干擾噪聲。4.5 自舉電路設計1.UC3842供電電路設計如圖4.20所示，R1、Z1將Q4的基極電壓穩(wěn)定在16V，R4給Q4提供集電極電流，經(jīng)D22給電容C17充電，當電壓達到UC3842的啟動電壓時，芯片開始工作，構成了啟動電路；T1轉(zhuǎn)換器工作后由變壓器繞組13-14和13-15提供的感應電壓經(jīng)D23、D25、L2、R9、C9、D20整流、U3（7816）穩(wěn)壓后繼續(xù)給U2提供+16V工作電壓，同時，感應電壓經(jīng)整

60、流濾波后，通過R46、C43給SCR2提供電流觸發(fā)，使SCR2導通，使得310V電壓經(jīng)R1、SCR2到地，Q4截止，以此來保護R4、Q4、R1、Z1構成的瞬間啟動后電路不會因為功率大而損壞。圖4.20 UC3842啟動、供電電路2.UC3846自舉電路變換器啟動以前沒有控制電源，但你需要電源來啟動變換器。最簡單辦法是用一個自舉電路。它是用一個電阻和一個電容直接從輸入直流母線獲得控制電源，當主變換器運行以后，從主變壓器上自舉線圈獲得連續(xù)供電。方法適合于有欠壓封鎖功能的PWM芯片。當加上Uin時，電容C通過電阻R充電，電容電壓上升。當達到PWM 芯片的欠壓封鎖（UVLO）門限電壓時，PWM芯片開始