通信原理課件：第6章-數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)-Part2

1、1第6章 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng) 6.1 數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性 6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型 6.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_ 6.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性 6.5 基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能 6.6 眼圖 6.7 部分響應(yīng)和時(shí)域均衡 26.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型數(shù)字基帶信號(hào)直接變換的問(wèn)題單極性信號(hào)存在直流分量問(wèn)題連“0”連“1”不易分隔36.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型數(shù)字序列 電波形數(shù)字序列 傳輸碼 電波形0 1 1 00 -1 +1 04對(duì)傳輸用的基帶信號(hào)的主要要求:對(duì)代碼的要求：原始消息代碼必須編成適合于傳輸用的碼型；（傳輸碼型選擇）對(duì)所選碼型的電波形要求：電波形應(yīng)適合于基帶系統(tǒng)的傳輸。（基

2、帶脈沖選擇） 6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型56.2.1 傳輸碼的碼型選擇原則不含直流，且低頻分量盡量少；應(yīng)含有豐富的定時(shí)信息；功率譜主瓣寬度窄，以節(jié)省傳輸頻帶；不受信息源統(tǒng)計(jì)特性的影響； 具有內(nèi)在的檢錯(cuò)能力，即碼型應(yīng)具有一定規(guī)律性；編譯碼簡(jiǎn)單，以降低通信延時(shí)和成本。6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型66.2.2幾種常用的傳輸碼型AMI碼：傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼（Alternative Mark Inversion）編碼規(guī)則：將消息碼的“1”(傳號(hào))交替地變換為“+1”和“-1”，而“0”(空號(hào))保持不變。例：消息碼：0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 AMI碼： 0 -1 +1 0

3、0 0 0 0 0 0 1 +1 0 0 1 +1 AMI碼對(duì)應(yīng)的波形是具有正、負(fù)、零三種電平的脈沖序列。6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型7AMI碼的優(yōu)點(diǎn)：沒(méi)有直流成分編譯碼電路簡(jiǎn)單可利用傳號(hào)極性交替這一規(guī)律觀(guān)察誤碼情況；AMI碼的缺點(diǎn)：當(dāng)原信碼出現(xiàn)長(zhǎng)連“0”串時(shí)，信號(hào)的電平長(zhǎng)時(shí)間不跳變，造成提取定時(shí)信號(hào)的困難。6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型8HDB3碼：3階高密度雙極性碼它是AMI碼的一種改進(jìn)型，改進(jìn)目的是為了保持AMI碼的優(yōu)點(diǎn)而克服其缺點(diǎn)，使連“0”個(gè)數(shù)不超過(guò)3個(gè)。 編碼規(guī)則：（1）檢查消息碼中“0”的個(gè)數(shù)。當(dāng)連“0”數(shù)目小于等于3時(shí)，HDB3碼與AMI碼一樣，+1與-1交替；（2）連“0”數(shù)目超過(guò)

4、3時(shí)，將每4個(gè)連“0”化作一小節(jié)，定義為B00V，稱(chēng)為破壞節(jié)，其中V稱(chēng)為破壞脈沖，而B(niǎo)稱(chēng)為調(diào)節(jié)脈沖；6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型9（3）V與前一個(gè)相鄰的非“0”脈沖的極性相同(這破壞了極性交替的規(guī)則，所以V稱(chēng)為破壞脈沖)，并且要求相鄰的V碼之間極性必須交替。V的取值為+1或-1；（4）B的取值可選0、+1或-1，以使V同時(shí)滿(mǎn)足（3）中的兩個(gè)要求； （5）V碼后面的傳號(hào)碼極性也要交替。 例：消息碼： 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 l 1AMI碼： -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1HD

5、B3碼： -1 0 0 0 V +1 0 0 0 +V -1 +1 -B 0 0 V +B 0 0 +V -l +16.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型10HDB3碼的譯碼：每一個(gè)破壞脈沖V總是與前一非“0”脈沖同極性(包括B在內(nèi))。從收到的符號(hào)序列中可以容易地找到破壞點(diǎn)V，于是也斷定V符號(hào)及其前面的3個(gè)符號(hào)必是連“0”符號(hào)，從而恢復(fù)4個(gè)連“0”碼再將所有-1變成+1后便得到原消息代碼。6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型11雙相碼：又稱(chēng)曼徹斯特（Manchester）碼 用一個(gè)周期的正負(fù)對(duì)稱(chēng)方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。 “0”碼用“01”兩位碼表示，“1”碼用“10 ”兩位碼表示 例：消息碼： 1

6、 1 0 0 1 0 1雙相碼： 10 10 01 01 10 01 10優(yōu)缺點(diǎn)： 雙相碼波形是一種雙極性NRZ波形，只有極性相反的兩個(gè)電平。它在每個(gè)碼元間隔的中心點(diǎn)都存在電平跳變，所以含有豐富的位定時(shí)信息，且沒(méi)有直流分量，編碼過(guò)程也簡(jiǎn)單。 缺點(diǎn)是占用帶寬加倍，使頻帶利用率降低。6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型頻譜Encoding Schemes14第6章 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng) 6.1 數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性 6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型 6.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_ 6.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性 6.5 基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能 6.6 眼圖 6.7 部分響應(yīng)和時(shí)域均衡 156.3 數(shù)字基帶

7、信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_ 6.3.1數(shù)字基帶信號(hào)傳輸系統(tǒng)的組成基本結(jié)構(gòu)信道信號(hào)形成器（發(fā)送濾波器）：壓縮輸入信號(hào)頻帶，把傳輸碼變換成適宜于信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)波形。166.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_信道：信道的傳輸特性一般不滿(mǎn)足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，因此會(huì)引起傳輸波形的失真。另外信道還會(huì)引入噪聲n(t)，并假設(shè)它是均值為零的高斯白噪聲。接收濾波器： 它用來(lái)接收信號(hào)，濾除信道噪聲和其他干擾，對(duì)信道特性進(jìn)行均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。抽樣判決器：對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)。同步提取：用同步提取電路從接收信號(hào)中提取定時(shí)脈沖 176.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_基帶系統(tǒng)

8、的各點(diǎn)波形示意圖輸入信號(hào) 碼型變換后 傳輸?shù)牟ㄐ?信道輸出 接收濾波輸出 位定時(shí)脈沖恢復(fù)的信息 錯(cuò)誤碼元 186.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_碼間串?dāng)_（InterSymbol Interference）兩種誤碼原因：碼間串?dāng)_ 信道加性噪聲碼間串?dāng)_原因：系統(tǒng)傳輸總特性不理想，導(dǎo)致前后碼元的波形畸變并使前面波形出現(xiàn)很長(zhǎng)的拖尾，從而對(duì)當(dāng)前碼元的判決造成干擾。 碼間串?dāng)_嚴(yán)重時(shí)，會(huì)造成錯(cuò)誤判決，如下圖所示：196.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_6.3.2 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸?shù)亩糠治鰯?shù)字基帶信號(hào)傳輸模型 假設(shè)：an 發(fā)送濾波器的輸入符號(hào)序列，取值為0、1或 -1，+1。 d (t) 對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)抽樣判

9、決206.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_發(fā)送濾波器輸出式中 gT (t) 發(fā)送濾波器的沖激響應(yīng) 設(shè)發(fā)送濾波器的傳輸特性為GT () ，則有總傳輸特性 再設(shè)信道的傳輸特性為C()，接收濾波器的傳輸特性為GR () ，則基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為其單位沖激響應(yīng)為216.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_接收濾波器輸出信號(hào)式中，nR(t)是加性噪聲n(t)經(jīng)過(guò)接收濾波器后輸出的噪聲。 抽樣判決：抽樣判決器對(duì)r(t)進(jìn)行抽樣判決例如，為了確定第k個(gè)碼元 ak 的取值，首先應(yīng)在t = kTs + t0 時(shí)刻上對(duì)r(t)進(jìn)行抽樣，以確定r(t)在該樣點(diǎn)上的值。由上式得收到的第k個(gè)基帶脈沖的信號(hào)抽樣值。收到除第

10、k個(gè)基帶脈沖以外的其它基帶脈沖信號(hào)的抽樣值。稱(chēng)碼間干擾值。tkTst0時(shí)刻的白噪聲干擾值如果后兩項(xiàng)為零，抽樣判決再生正確的ak。否則可能抽樣判決再生錯(cuò)誤的ak。226.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_由于ak是以概率出現(xiàn)的，故碼間串?dāng)_值通常是一個(gè)隨機(jī)變量。第三項(xiàng)nR(kTS + t0)是輸出噪聲在抽樣瞬間的值，它是一種隨機(jī)干擾，也會(huì)影響對(duì)第k個(gè)碼元的正確判決。此時(shí)，實(shí)際抽樣值不僅有本碼元的值，還有碼間串?dāng)_值及噪聲，故當(dāng)r (kTs + t0 )加到判決電路時(shí)，對(duì)ak取值的判決可能判對(duì)也可能判錯(cuò)。例如，在二進(jìn)制數(shù)字通信時(shí)， ak的可能取值為“0”或“1”，若判決電路的判決門(mén)限為Vd ，則這時(shí)判決規(guī)

11、則為：當(dāng) r (kTs + t0 ) Vd時(shí)，判ak為“1”當(dāng) r (kTs + t0 ) Vd時(shí)，判ak為“0”。顯然，只有當(dāng)碼間串?dāng)_值和噪聲足夠小時(shí)，才能基本保證上述判決的正確 23第6章 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng) 6.1 數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性 6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型 6.3 數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_ 6.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性 6.5 基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能 6.6 眼圖 6.7 部分響應(yīng)和時(shí)域均衡 246.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性 本節(jié)先討論在不考慮噪聲情況下，如何消除碼間串?dāng)_；下一節(jié)再討論無(wú)碼間串?dāng)_情況下，如何減小信道噪聲的影響。6.4.1 消除碼間串?dāng)_的基本思想由上式

12、可知，若想消除碼間串?dāng)_，應(yīng)使由于an是隨機(jī)的，要想通過(guò)各項(xiàng)相互抵消使碼間串?dāng)_為0是不行的，這就需要對(duì)h(t)的波形提出要求。 256.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性在上式中，若讓h (k-n)Ts +t0 在Ts+ t0 、2Ts +t0等后面碼元抽樣判決時(shí)刻上正好為0，就能消除碼間串?dāng)_，如下圖所示：這就是消除碼間串?dāng)_的基本思想。 思考：n=k時(shí)，h(t0)表示什么？266.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性6.4.2 無(wú)碼間串?dāng)_的條件時(shí)域條件假設(shè)信道和接收濾波器所造成的延遲t0 = 0只要基帶傳輸系統(tǒng)的沖激響應(yīng)波形h(t)僅在本碼元的抽樣時(shí)刻上有最大值，并在其他碼元的抽樣時(shí)刻上均為0，則可消除碼間串

13、擾。也就是說(shuō)，若對(duì)h(t)在時(shí)刻t = kTs（這里）抽樣，則應(yīng)有下式成立上式稱(chēng)為無(wú)碼間串?dāng)_的時(shí)域條件。 也就是說(shuō)，若h(t)的抽樣值除了在t = 0時(shí)不為零外，在其他所有抽樣點(diǎn)上均為零，就不存在碼間串?dāng)_。 276.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性頻域條件根據(jù)h (t)和H()之間存在的傅里葉變換關(guān)系：在t = kTs時(shí)，有把上式的積分區(qū)間用分段積分求和代替，每段長(zhǎng)為2/Ts，則上式可寫(xiě)成286.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性將上式作變量代換：令則有d = d, = +2i/Ts 。且當(dāng) = (2i1)/Ts時(shí)，= /Ts，于是當(dāng)上式右邊一致收斂時(shí)，求和與積分的次序可以互換，于是有296.4 無(wú)碼間

14、串?dāng)_的基帶傳輸特性這里，我們已把重新?lián)Q為。由傅里葉級(jí)數(shù)可知，若F()是周期為2/Ts的頻率函數(shù)，則可用指數(shù)型傅里葉級(jí)數(shù)表示將上式與上面的h(kTs)式對(duì)照，我們發(fā)現(xiàn)， h(kTs) 就是的指數(shù)型傅里葉級(jí)數(shù)的系數(shù)，即有 306.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性在無(wú)碼間串?dāng)_時(shí)域條件的要求下，我們得到無(wú)碼間串?dāng)_時(shí)的基帶傳輸特性應(yīng)滿(mǎn)足或?qū)懗缮蠗l件稱(chēng)為奈奎斯特(Nyquist)第一準(zhǔn)則?；鶐到y(tǒng)的總特性H()凡是能符合此要求的，均能消除碼間串?dāng)_。思考：i表示什么？316.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性頻域條件的物理意義將H()在 軸上以2/Ts為間隔切開(kāi)，然后分段沿軸平移到(-/Ts, /Ts)區(qū)間內(nèi)，將它們

15、進(jìn)行疊加，其結(jié)果應(yīng)當(dāng)為一常數(shù)（不必一定是Ts ）。 這一過(guò)程可以歸述為：一個(gè)實(shí)際的H()特性若能等效成一個(gè)理想（矩形）低通濾波器，則可實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間串?dāng)_。 326.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性例：336.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性6.4.3 無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸特性的設(shè)計(jì) 滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則并不是唯一的要求。如何設(shè)計(jì)或選擇滿(mǎn)足此準(zhǔn)則的H()是我們接下來(lái)要討論的問(wèn)題。理想低通特性 滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則的H()有很多種，容易想到的一種極限情況，就是H()為理想低通型，即346.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性它的沖激響應(yīng)為 由圖可見(jiàn)，h(t)在t = kTs (k 0)時(shí)有周期性零點(diǎn)，當(dāng)發(fā)送序列的時(shí)間間隔

16、為T(mén)s時(shí)，正好巧妙地利用了這些零點(diǎn)。只要接收端在t = kTs時(shí)間點(diǎn)上抽樣，就能實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間串?dāng)_。356.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性由理想低通特性還可以看出，對(duì)于帶寬為的理想低通傳輸特性：若輸入數(shù)據(jù)以RB = 1/Ts波特的速率進(jìn)行傳輸，則在抽樣時(shí)刻上不存在碼間串?dāng)_。若以高于1/Ts波特的碼元速率傳送時(shí)，將存在碼間串?dāng)_。通常將此帶寬B稱(chēng)為奈奎斯特帶寬，將RB稱(chēng)為奈奎斯特速率。 此基帶系統(tǒng)所能提供的最高頻帶利用率為 但是，這種特性在物理上是無(wú)法實(shí)現(xiàn)的；并且h(t)的振蕩衰減慢，使之對(duì)定時(shí)精度要求很高。故不能實(shí)用。366.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性余弦滾降特性 為了解決理想低通特性存在的問(wèn)題，可

17、以使理想低通濾波器特性的邊沿緩慢下降，這稱(chēng)為“滾降”。一種常用的滾降特性是余弦滾降特性，如下圖所示：只要H()在滾降段中心頻率處（與奈奎斯特帶寬相對(duì)應(yīng)）呈奇對(duì)稱(chēng)的振幅特性，就必然可以滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間串?dāng)_傳輸。 奇對(duì)稱(chēng)的余弦滾降特性376.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性 按余弦特性滾降的傳輸函數(shù)可表示為 相應(yīng)的h(t)為 式中，為滾降系數(shù)，用于描述滾降程度。它定義為386.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性其中，fN 奈奎斯特帶寬， f 超出奈奎斯特帶寬的擴(kuò)展量 幾種滾降特性和沖激響應(yīng)曲線(xiàn)滾降系數(shù)越大，h(t)的拖尾衰減越快滾降使帶寬增大為 余弦滾降系統(tǒng)的最高頻帶利用率為 396.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性當(dāng)=0時(shí)，即為前面所述的理想低通系統(tǒng)；當(dāng)=1時(shí)，即為升余弦頻譜特性，這時(shí)H()可表示為其單位沖激響應(yīng)為 406.4 無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性由上式可知，1的升余弦滾降特性的h(t)滿(mǎn)足抽樣值上無(wú)串?dāng)_的傳輸條件，且各抽樣值之間又增加了一個(gè)零點(diǎn)，而且它的尾部衰減較快(與t2 成反比)，這有利于減小碼間串?dāng)_和位定時(shí)誤差的影響。但這種系統(tǒng)所占頻帶最寬，是理想低通系統(tǒng)的2倍，因而頻帶利用率為1波特/赫，是二進(jìn)制基帶系統(tǒng)最高利用率的一半。應(yīng)當(dāng)指出，在以上討論中并沒(méi)有涉及H()的相移特性。實(shí)際上它的相移特性一般不為零，故需要加以考慮。然而，在