245GHz低噪聲射頻功率放大器的設(shè)計(jì)

1、212323言 課題研究目的與意義 射頻功率放大器概述 射頻功率放大器的發(fā)展現(xiàn)狀 本課題的研究方法及主要工作1.4 射頻功率放大器理論綜述 .2.1 史密斯圓圖 S參數(shù)長(zhǎng)線的阻抗匹配 2.3.1 微波源的共軛匹配2.3.2 負(fù)載的匹配 2.3.3 匹配方法 2.4 微帶線簡(jiǎn)介 2.5 偏置電路 射頻功率放大器的基本指標(biāo) 工作頻帶 帶寬 噪聲系數(shù) 增益 穩(wěn)定性 端口駐波比和反射損耗 射頻功率放大器設(shè)計(jì)仿真及優(yōu)化設(shè)計(jì)指標(biāo)及設(shè)計(jì)流程 選取晶體管并仿真晶體管參數(shù) 晶體管S參數(shù)掃描放大器的穩(wěn)定性分析 設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 4.5.1 匹配原理 4.5

2、.2 計(jì)算輸入阻抗 4.5.3 單支節(jié)匹配電路 4.6 設(shè)計(jì)并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò). 8.錯(cuò). 誤！未定義書簽。1.01010111212131.51515171921結(jié) 論 . 參考文獻(xiàn) 致謝3.0.錯(cuò).誤！未定義書簽。3.2. 1.1課題研究目的與意義微波和射頻工程是一個(gè)令人振奮且充滿生機(jī)的領(lǐng)域，主要由于一方面，現(xiàn)代電子器件取得了最新的發(fā)展；另一方面，目前對(duì)語音、數(shù)據(jù)、圖像通信能力的需 求急劇增長(zhǎng)。在這一通信變革之前，微波技術(shù)幾乎是國(guó)防工業(yè)一統(tǒng)天下的領(lǐng)域， 而近來對(duì)無線尋呼、移動(dòng)電話、廣播視頻、 有繩和無繩計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)等應(yīng)用的通信 系統(tǒng)需求的迅速擴(kuò)大正在徹

3、底改變工業(yè)的格局。這些系統(tǒng)正在用于各種場(chǎng)合，包 括機(jī)關(guān)團(tuán)體、生產(chǎn)制造工廠、市政基層設(shè)施，以及個(gè)人家庭等。應(yīng)用和工作環(huán)境 的多樣性伴隨著大批量生產(chǎn)，從而使微波和射頻產(chǎn)品的低成本制造能力大為提 高。這又轉(zhuǎn)而降低了大批新型的低成本無線、有線射頻和微波業(yè)務(wù)的實(shí)現(xiàn)成本， 其中包括廉價(jià)的手持GPS導(dǎo)航設(shè)備、汽車防撞雷達(dá)，以及到處有售的寬帶數(shù)字服 務(wù)入口等。通信技術(shù)在近幾年內(nèi)的發(fā)展可以說是日新月異， 每年都會(huì)有大量的新技術(shù)誕 生并被應(yīng)用到實(shí)踐當(dāng)中，而在這之中，無線通信技術(shù)的迅速成熟尤其引人注目。 它不僅僅改變了我們的通信方式，更重要的是改變了我們的生活方式，最顯著的 表現(xiàn)就是無處不在的手機(jī)，它使人與人之間的

4、聯(lián)系更為密切也更加方便， 使我們 的社會(huì)變得更加的緊密，大大提升了世界的一體化進(jìn)程，可以說手機(jī)已經(jīng)成為我 們生活中不可或缺的一部分了。而隨著使用人群的快速增長(zhǎng)與不斷壯大，整個(gè)無 線通信產(chǎn)業(yè)也進(jìn)入了大規(guī)模高速率的發(fā)展階段，在國(guó)民經(jīng)濟(jì)中的比重越來越大， 推動(dòng)著社會(huì)經(jīng)濟(jì)持續(xù)向前跨步，甚至于對(duì)整個(gè)社會(huì)的發(fā)展都有著不可估量的影響 力0延長(zhǎng)功率放大器作為無線收發(fā)系統(tǒng)中的最后一級(jí)，它在整個(gè)系統(tǒng)中占有十分重要 的地位，對(duì)于電池供電的功率放大器無線發(fā)射節(jié)點(diǎn)，對(duì)提高發(fā)射信號(hào)強(qiáng)度、 系統(tǒng)使用時(shí)間、降低電源消耗、減小系統(tǒng)體積重量等起著關(guān)鍵性作用。1.2射頻功率放大器概述射頻功率放大器的主要功能是放大射頻信號(hào)，并且以高

5、效率輸出大功率為目 的。它主要應(yīng)用于各種無線電發(fā)射機(jī)中。射頻功率放大器的輸出功率范圍，可以小到便攜式發(fā)射機(jī)的毫瓦級(jí)，大到無線電廣播電臺(tái)的幾十千瓦，甚至兆瓦級(jí)。射還應(yīng)要求具有盡可頻信號(hào)的功率放大，其實(shí)質(zhì)是在輸入射頻信號(hào)的控制下將電源功率轉(zhuǎn)換成高頻功 率，因此除要求射頻功率放大器產(chǎn)生符合要求的高頻功率外，能高的轉(zhuǎn)換效率。1.3射頻功率放大器的發(fā)展現(xiàn)狀射頻功率放大器由于尺寸小、線性度高、噪聲低等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在衛(wèi)星通信、移動(dòng)通信、雷達(dá)和電子戰(zhàn)以及各種工業(yè)裝備。隨著無線通信和軍事領(lǐng)域新 標(biāo)準(zhǔn)新技術(shù)的發(fā)展，日益要求提高射頻功率放大器的性能，使之在更寬頻帶內(nèi)， 具有更高的輸出功率、效率和可靠性。例如為在有

6、限的頻譜范圍內(nèi)容納更多的通 信信道，獲得較高的碼片速率和頻帶利用率?，F(xiàn)在通信系統(tǒng)均采用了QPSK等線性調(diào)制技術(shù)，這些調(diào)制方法對(duì)功放的非線性特性非常敏感，因而對(duì)放大器有更高的線性要求，提高功率放大器的可靠傳輸，以避免對(duì)鄰近信道的干擾，保證調(diào)制的窄帶特性。這就要求射頻功率放大器具有良好的線性。在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)（3G中，要求數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到 2Mbit /s，單個(gè)信號(hào)的帶寬達(dá)5MHz這就 需要射頻功率放大器具有寬帶特性； 為了降低通信運(yùn)營(yíng)商的運(yùn)營(yíng)成本， 減小冷卻 成本、易于熱控制，要求提高射頻功率放大器的效率；為了減小功率放大的級(jí)數(shù)， 減小功率管的使用，以更低的功率進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，降低成本，這就要求提

7、高射頻功率放大器的增益；為了增加通信基站的覆蓋范圍，減小固定區(qū)域內(nèi)所需要設(shè)置的基 站以節(jié)約成本，同時(shí)減小電路的尺寸和重量，這就要求提高射頻功率放大器的輸 出功率。為了滿足以上各種應(yīng)用需求，近 50年來人們不斷推動(dòng)射頻功率放大器的發(fā) 展和進(jìn)步。在這50年的發(fā)展過程中，射頻器件及射頻技術(shù)的發(fā)展是推動(dòng)射頻功 率放大器發(fā)展的兩大因素。射頻器件的發(fā)展使射頻功率放大器的發(fā)展成為可能， 射頻技術(shù)的發(fā)展使射頻功率放大器的性能得到提高。1、射頻器件方面2 : 1948年Shockley.Bardeen等人發(fā)明雙極晶體管（BJT） 及1952年提出結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管（JFET）以后，硅雙極晶體管應(yīng)用于射頻微波領(lǐng)域， 從

8、而可以對(duì)從幾百兆赫（UHF）到 Ka波段的信號(hào)進(jìn)行放大；70年代以后，GaAs單 晶及其外延技術(shù)獲得突破，GaAs肖特基勢(shì)壘柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管（GaAs MESFET研制 成功。由于GaAs材料載流子遷移率高、禁帶寬度大，從而使射頻功率放大器具 有高頻率、低噪聲和大功率等一系列優(yōu)點(diǎn)。進(jìn)入80年代，由于分子速外延技術(shù)和有機(jī)金屬化學(xué)沉積技術(shù)的發(fā)展，超薄外延層的厚度及雜質(zhì)濃度得以精確控制， 使異質(zhì)結(jié)器件迅速發(fā)展，由ALGaAs/GaAs或InP/lnGaAs組成的異質(zhì)結(jié)雙極晶體 管（HBT）相繼研制成功，采用這些器件設(shè)計(jì)射頻功率放大晶體管，使射頻放大器 的工作頻率達(dá)到毫米波頻段；到 90年代，激增了多種

9、新型固態(tài)器件，如高電子 遷移管（HEMT，假同晶高電子遷移管（PHEMT）異質(zhì)結(jié)場(chǎng)效應(yīng)管（HFET）和異質(zhì)結(jié) 雙極管（HBT），同時(shí)使用了多種新材料如Inp、Sic及CaN等。這些器件能夠?qū)?00GHz乃至更高頻率的信號(hào)進(jìn)行放大，而且在多數(shù)情況下可以運(yùn)用MMIC技術(shù)。其中高電子遷移率晶體管(HEMT的低噪聲性能比場(chǎng)效應(yīng)管更優(yōu)越，運(yùn)用這種器件 設(shè)計(jì)成低噪聲放大器，在 C波段噪聲溫度可達(dá)250K左右，廣泛用于衛(wèi)星接收。 而PHEM則用一個(gè)InGaAs薄層來作為溝道材料，同時(shí)在 AIGaAs/lnGaAs異質(zhì)交 界面上具有一個(gè)更大的不均勻?qū)В蛊浔菻EM韋亡容納更高的電流密度和跨導(dǎo)， 從而在較寬的

10、工作電流范圍內(nèi)保持更低噪聲系數(shù)和更高增益，這激起了人們對(duì)設(shè)計(jì)高速、高頻、低噪聲和高增益的射頻功率放大器極大興趣。與此同時(shí)，單片集 成(MMIC)微波器件也在快速發(fā)展，這是一種可以在幾平方毫米砷化稼(GaAs)基片 上集成微波放大器電路的技術(shù)。其體積小，增益高，己越來越受到用戶的青睞。2、射頻技術(shù)方面：由于DSP技術(shù)和微處理控制技術(shù)的出現(xiàn)和發(fā)展，使得 我們能夠廣泛的使用各種功率放大器線性技術(shù)，如復(fù)雜的前潰技術(shù)和預(yù)失真技術(shù) 來提高放大器的效率及線性度。國(guó)內(nèi)對(duì)功率放大器線性化技術(shù)研究已經(jīng)開始重 視，東南大學(xué)、西安電子科技大學(xué)、電子科技大學(xué)、浙江大學(xué)和華中科技大學(xué)等 院校己經(jīng)開始了這方面的研究，華為、

11、中興等通信設(shè)備公司也進(jìn)行了線性功放的 研制并取得了一定的成果；功率合成技術(shù)的發(fā)展，使我們可以采用射頻固態(tài)器件 在射頻頻段輸出高達(dá)幾十千瓦的功率；寬帶技術(shù)使我們可以利用射頻固態(tài)器件對(duì) 帶寬達(dá)幾十個(gè)GHz以上的信號(hào)進(jìn)行放大如ITS Electronic 公司推出的L波段倍 頻程寬帶功放模塊提供15W的功率，同時(shí)產(chǎn)生12 GHz的瞬時(shí)帶寬和12dB的小 信號(hào)增益。此功放模塊工作于兩種狀態(tài)：A狀態(tài)為線性放大器，輸出功率為10W； B狀態(tài)典型效率為55%，輸出功率為15W。此功放輸入/輸出駐波比小于1.45， 與此同時(shí)，效率增強(qiáng)技術(shù)為我們提高射頻功率放大器的效率提供了方便。相應(yīng)的功放研究也成了未功率放大

12、器發(fā)展至今，己經(jīng)廣泛的應(yīng)用于軍用、民用通信領(lǐng)域。現(xiàn)代通信 的發(fā)展對(duì)帶寬、線性和效率等指標(biāo)提出了更高的要求。來的趨勢(shì)和熱點(diǎn)。隨著材料、計(jì)算機(jī)以及功放相關(guān)理論的進(jìn)一步發(fā)展，可以預(yù)見指標(biāo)更優(yōu)的功率放大器不久將會(huì)出現(xiàn)，并服務(wù)于無線通信領(lǐng)域。1.4本課題的研究方法及主要工作在課題期間，對(duì)射頻功率放大器的多種設(shè)計(jì)方法進(jìn)行研究，查閱了大量的資料，深入了解射頻功率放大器國(guó)內(nèi)外現(xiàn)狀和分析了射頻功率放大器有關(guān)概念，認(rèn)真學(xué)習(xí)了 ADS仿真軟件，掌握了射頻功率放大器的一般設(shè)計(jì)方法。 設(shè)計(jì)了一個(gè)在 2.45GHz的頻率范圍內(nèi)滿足指標(biāo)要求的應(yīng)用于藍(lán)牙耳機(jī)的接收機(jī)末端的射頻功率 放大器。全文可以分為五部分。具體內(nèi)容如下：第

13、1部分為引言。首先簡(jiǎn)要介紹課題研究目的與意義與射頻功率放大器的發(fā)展?fàn)顩r及研究趨勢(shì)，最后介紹本文的主要工作和章節(jié)安排。第2部分為射頻功率放大器理論綜述。介紹了史密斯圓圖、 S參數(shù)、阻抗匹 配、微帶線理論、偏置電路設(shè)計(jì)基礎(chǔ)知識(shí)。第3部分為射頻功率放大器的基本指標(biāo)。分析了射頻功率放大器設(shè)計(jì)需要注 意的指標(biāo)，為后面的具體設(shè)計(jì)提供理論依據(jù)。第4部分為具體的設(shè)計(jì)過程，對(duì)每一部分的設(shè)計(jì)都進(jìn)行了大量細(xì)致的工作， 主要包括輸入輸出最佳阻抗的獲得和匹配網(wǎng)絡(luò)的具體實(shí)現(xiàn)，并對(duì)每級(jí)電路整體性能的優(yōu)化實(shí)現(xiàn)給出了具體方法和步驟。第5部分為總結(jié)和研究前景的展望，分析了研究中的不足和思考，提出了一 些有利于進(jìn)一步研究的問題。

14、2射頻功率放大器理論綜述2.1史密斯圓圖P. H. Simth開發(fā)了以保角映射原理為基礎(chǔ)的圖解。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是有可 能在同一個(gè)圖中簡(jiǎn)單直觀地顯示出傳輸線阻抗以及反射系數(shù)。反射系數(shù)（reflection coefficient）r0能用下式的復(fù)數(shù)形式表達(dá)出來：r0=gZl +Z。=Or 中 jOi = To e*(2-1)其中 9L =arctanoi /陰）,通常會(huì)使用50 QoZl是電路的負(fù)載值,Zo是傳輸線的特性阻抗值,圖2-1等電阻圓和等電抗圓圖圖中的圓形線代表電阻抗圖2-1是史密斯圓圖中的等電阻圓和等電抗圓圖。力的實(shí)數(shù)值，即電阻值，中間的橫線與向上和向下散出的線則代表電阻抗力的虛 數(shù)

15、值，即由電容或電感在高頻下所產(chǎn)生的阻力，當(dāng)中向上的是正數(shù)，向下的是負(fù)數(shù)。圖表最中間的點(diǎn)（1+j0）代表一個(gè)已匹配（matched）的電阻數(shù)值（ZL），同時(shí)其 反射系數(shù)的值會(huì)是零。圖表的邊緣代表其反射系數(shù)的長(zhǎng)度是1,即100%反射。有一些圖表是以導(dǎo)納值(admittanee)來表示，把上述的阻抗值版本旋轉(zhuǎn)180度即 可。根據(jù)上面介紹的等電阻圓和等電抗圓圖，能過簡(jiǎn)單有效的確定電路的阻抗， 并進(jìn)行阻抗匹配。利用史密斯圓圖可以完成以下工作：讀取阻抗、導(dǎo)納、反射系數(shù)等常用的射頻電路參數(shù)；進(jìn)行傳輸線的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)；2.2 S參數(shù)在絕大多數(shù)涉及射頻系統(tǒng)的技術(shù)資料和數(shù)據(jù)手冊(cè)中，都用到散射參數(shù)(S參數(shù))。其原因

16、在于實(shí)際射頻系統(tǒng)不再采用終端開路、導(dǎo)線形成短路的測(cè)量方法。 采用導(dǎo)線形成短路的時(shí)候，導(dǎo)線本身存在電感，而且其電感量在高頻下非常之大， 此外，開路情況也會(huì)在終端形成負(fù)載電容。另外， 當(dāng)涉及電磁波傳播時(shí)也不希望 反射系數(shù)的模等于1,在這種情況下，終端的不連續(xù)性將導(dǎo)致有害的電壓、電流 反射，并產(chǎn)生可能造成器件損壞的振蕩。S參數(shù)描述了兩端口入射功率和反射功 率之間的關(guān)系，而不是電壓和電流的關(guān)系。應(yīng)用S參數(shù)測(cè)量和校準(zhǔn)都變得容易 。描述一個(gè)系統(tǒng)被V1和V2激勵(lì)，31、a2和bi、rn分別表示輸入和輸出口的入射 波、反射波功率。假定系統(tǒng)是線性的，S參數(shù)定義為：aiV1/La2V2bib2圖2-2二端口網(wǎng)絡(luò)S

17、參數(shù)“！$怡12131圖s21S22_|a2”(2-2)式中SK:稱為雙端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣，簡(jiǎn)稱為參數(shù)的意義如下：S矩陣，它的各個(gè)S11S2102S22-W一 2短匹配a1a,=2短匹配 a1短匹配a2_ b2 I=1短匹配32:表示2端口匹配,:表示2端口匹配,:表示1端口匹配,:表示1端口匹配,1端口的反射系數(shù);1端口到2端口的傳輸系數(shù);2端口到1端口的傳輸系數(shù);2端口的反射系數(shù);在射頻與微波頻段上，與端口的開路、短路條件相比， 端口的匹配比較容實(shí) 現(xiàn)，在端口匹配條件下進(jìn)行測(cè)試也比較安全 。2.3長(zhǎng)線的阻抗匹配在低噪聲放大器的設(shè)計(jì)中，阻抗匹配非常重要，它關(guān)系到系統(tǒng)的傳輸效率、 功率容量與工

18、作穩(wěn)定性，關(guān)系到低噪聲放大器的噪聲特性的好壞。因此，阻抗匹配問題極其重要。阻抗匹配的目的是使源傳遞給負(fù)載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例如簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動(dòng)，設(shè)計(jì) 的可實(shí)現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設(shè)定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類 型的匹配網(wǎng)絡(luò)，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合 的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。這是兩個(gè)不同性質(zhì)的問題，前者要求信號(hào)源內(nèi)阻與長(zhǎng)線輸入阻抗實(shí)現(xiàn)共軛 后者要求負(fù)載與長(zhǎng)線實(shí)現(xiàn)無反射匹配。匹配包含兩個(gè)方面的含義：一是微波源的匹配，要解決的問題是如何從微波 源中取出最大功率；二是負(fù)載的匹配

19、，要解決的問題是如何是負(fù)載吸收全部入射 功率。 匹配；2.3.1微波源的共軛匹配阻抗匹配的目的是使源傳遞給負(fù)載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例如簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動(dòng)，設(shè)計(jì) 的可實(shí)現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設(shè)定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類 型的匹配網(wǎng)絡(luò)，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合 的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。對(duì)于一個(gè)給定的微波源，其輸出最大功率的條件是：在同一參考面上負(fù)載的乙為從參考面處向負(fù)載看去的輸40輸入阻抗Zi與波源的內(nèi)阻抗Zs互為共軛復(fù)數(shù)，這個(gè)條件稱為“共軛匹配”。需 強(qiáng)調(diào)的是Zj與Zs必須

20、對(duì)同一參考面而言，其中入阻抗，Zs為從參考面處向波源看去的輸入阻抗在傳輸微波功率時(shí)一般都希望負(fù)載時(shí)匹配的， 中為行波狀態(tài)，這對(duì)于傳輸微波功率來說，主要有以下幾點(diǎn)好處:1.2.因?yàn)槠ヅ湄?fù)載無反射，傳輸線2.3.2負(fù)載的匹配匹配負(fù)載可以從匹配源輸出功率中吸收最大功率。行波狀態(tài)時(shí)傳輸線的傳輸效率最高。因反射波帶回的能量和入射波一樣 會(huì)在傳輸線中產(chǎn)生損耗，固有反射時(shí)的損耗功率增大，傳輸效率低。3.行波狀態(tài)時(shí)傳輸線功率容量最大。因在駐波狀態(tài)時(shí)，沿線的高頻電場(chǎng)分 布出現(xiàn)波腹，波腹處的電場(chǎng)比傳輸同樣功率時(shí)的行波電場(chǎng)高得多，因此 容易發(fā)生擊穿，從而限制了功率容量。2.3.3匹配方法阻抗匹配的方法有二：一是在不

21、匹配系統(tǒng)中適當(dāng)加入無功元件，稱為調(diào)配器， 人為引入一個(gè)或多個(gè)反射并使之與原系統(tǒng)產(chǎn)生的反射相互抵消而達(dá)到匹配；二是兩不匹配系統(tǒng)間加接一個(gè)阻抗變換器，其作用是化原不匹配系統(tǒng)內(nèi)的大反射為多 級(jí)的或漸變的小反射乃至最終過渡到匹配狀態(tài) 。2.4偏置電路在電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，直流偏置電路系統(tǒng)是射頻功率放大器運(yùn)轉(zhuǎn)的關(guān)鍵。 偏置 網(wǎng)絡(luò)有兩大類型：無源網(wǎng)絡(luò)和有源網(wǎng)絡(luò)。無源網(wǎng)絡(luò)（即自偏置）是最簡(jiǎn)單的偏置電 路，通常由電阻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，它為射頻晶體管提供合適的工作電壓和電流，但是這種電路的缺點(diǎn)就是對(duì)晶體管參數(shù)變化非常敏感， 并且溫度穩(wěn)定較差。因?yàn)橹绷鞣?饋總是要降低電壓提供的功率，考慮到現(xiàn)在是低壓工作，所以有效的反饋比較難

22、。 如果反饋根本不實(shí)用或不充分，就需要使用有源偏置，有源偏置網(wǎng)絡(luò)能改善靜態(tài) 工作點(diǎn)的穩(wěn)定性，還能提高良好的溫度穩(wěn)定性，但它也存在一些問題，如增加了電路尺寸、增加了電路排版的難度以及增加了功率消耗。低噪聲放大器設(shè)計(jì)的第一步就是確定晶體管的靜態(tài)直流工作點(diǎn)， 偏置的作用 是在特定的工作條件下為有源器件提供適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點(diǎn)， 并抑制晶體管的離散 性以及溫度變化的影響從而保持恒定的工作特性。偏置網(wǎng)絡(luò)不僅要設(shè)定直流工作狀態(tài)，還要通過高頻扼流線圈和隔直電容確保直流偏置與射頻信號(hào)相互隔離。2.5微帶線簡(jiǎn)介微帶線屬于敞開式部分填充介質(zhì)的雙導(dǎo)體傳輸線。 它是由介質(zhì)基片上的導(dǎo)帶 和基片底部的金屬接地板構(gòu)成的，整個(gè)微

23、帶線用薄膜工藝制作而成，基片采用介 電常數(shù)高、高頻損耗低的陶瓷、石英、藍(lán)寶石等介質(zhì)材料，導(dǎo)帶采用良導(dǎo)體材料。 微帶線適合制作微波集成電路的平面結(jié)構(gòu)傳輸線，與金屬波導(dǎo)相比，其體積小、 重量輕、使用頻帶寬、可靠性高和制造成本低等；但損耗稍大，功率容量小。60年代前期，由于微波低損耗介質(zhì)材料和微波半導(dǎo)體器件的發(fā)展，形成了微波集 成電路，使微帶線得到廣泛應(yīng)用，于是相繼出現(xiàn)了各種類型的微帶線。微帶線的參數(shù)確定如下，微帶線特性阻抗 Zo的大小由導(dǎo)體帶寬度 W和介質(zhì) 板的厚度h以及有效介電常數(shù)Er決定的，如下：8h WW6oin( +)(Q)(-i,則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導(dǎo)致不穩(wěn)定的現(xiàn)象。反之，若

24、101, 將導(dǎo)致反射電壓波的幅度變?。ㄘ?fù)反饋）。 當(dāng)放大器的輸入和輸出端的反射系數(shù) 的模都小于1,即Fin 1, Tout 11|S11|2-|S22|2 +|L|2S12 |S212K = 1 -斗 S12 S2121 - S22 S12 S21(3-6)式中有:(3-7)|i 冃 S11S22S12S21|K為穩(wěn)定性判別系數(shù)，只有當(dāng)式（3-6）中的3個(gè)條件都滿足時(shí)，才能保證 放大器是絕對(duì)穩(wěn)定的。3.6端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器的輸入和輸出反射系數(shù)表征著輸入輸出信號(hào)的反射損耗，通常則輸入輸出用輸入和輸出駐波比來表示，將低噪聲放大器看成標(biāo)準(zhǔn)兩端口網(wǎng)絡(luò)， 駐波比如下：1 + I rin |

25、 VS W R = 一1 - In I1 + I0 u t VS W Rut=t(3-8)1 | Fo u t(3-9)低噪聲放大器主要指標(biāo)是噪聲系數(shù)所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設(shè) 計(jì)的，其結(jié)果會(huì)偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會(huì)很好。此外， 由于微 波場(chǎng)效應(yīng)晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電 路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下， 只能采用低頻段失配的方法來壓 低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。 一 般情況下，為了減小放大器輸入端失配所引起的端口反射對(duì)

26、系統(tǒng)的影響， 可用插 損很小的隔離器等其他措施來解決11 04射頻功率放大器設(shè)計(jì)仿真及優(yōu)化4.1設(shè)計(jì)指標(biāo)及設(shè)計(jì)流程噪聲系數(shù)：小于2dB; 穩(wěn)定性：絕對(duì)穩(wěn)定；工作頻帶：2.4GH22.5GHz帶內(nèi)增益：大于15dB;輸入輸出駐波比：小于1.5 ；反向電壓增益：小于-10dB，大于-30dB；設(shè)計(jì)的默認(rèn)偏置環(huán)境是：Vce=2.7V lc=2mA ；射頻功率放大器設(shè)計(jì)的一般流程：1）晶體管的選??；2）直流偏置設(shè)計(jì)；3）穩(wěn)定性設(shè)計(jì)；4）匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì);5）整體優(yōu)化仿真；6）版圖設(shè)計(jì)；4.2選取晶體管并仿真晶體管參數(shù)本文選取晶體管AT32011,對(duì)其參數(shù)的仿真的原理圖如下：放大器的一個(gè)基本任務(wù)是將輸入信號(hào)

27、進(jìn)行不失真的放大，這就要求晶體管 放大器必須設(shè)置穩(wěn)定的靜態(tài)工作點(diǎn)。另外，靜態(tài)工作點(diǎn)決定著放大器的各種性能, 如增益、噪聲系數(shù)、駐波比等。這些性能參數(shù)常常相互矛盾、彼此制約，因此， 在考慮靜態(tài)工作點(diǎn)時(shí)，通常要在各種特定指標(biāo)之間作出平衡、折中的選擇。PARAMEIER SWEEP | QPaan SweepSweepiSweefATaVB* SmhisianceNaine1l=-DC1v+ft-ICmbis1anGeNaine2=mbis1anceNainei3i= SmbisbnceNameHh SrnbistanceName SmbistanceNamelS tar1=2QuASteplfti

28、ADCDC1SweepVa=nrt：E-StsM三 WzVCEV_DCSRClLDC SRC2UcHBB圖4-1晶體管工作點(diǎn)掃描的電路Pi旳屜_人1320 廿 J 9060105Q1Amip012341.000E-4 9.000E-5 8.000E-5 7.000E-5 6.000E-5 5.000E-5 4.000E-5 3.000E-5 2.000E-5BBBBBB B B BBBBBBB B B Bm1VCE= 3.000IC.i=0.005IBB=0.000060VCEValues at bias po int indicated by marker m1. Move marker t

29、o up date.VCEDevice Po wer Consu mp tion, Watts0.0163.000圖4-2 BJT直流工作點(diǎn)掃描曲線由圖表可知，晶體管AT32011的靜態(tài)工作點(diǎn)為:VCE=3.000VICi=0.005IBB=0.000060Bias=Bil; Vce=2 7V lc=2mA-FrequenciF0.10-5.10 GHz圖4-3偏置電路原理圖P1Hupp-lR1R-1.1S kChnoppP3Mm-JJ圖4-4偏置電路4.3晶體管S參數(shù)掃描lam11112 Muiti2Z=SOOhinStop=1 Git 31fip=(lLQ1 GHz圖4-5晶體管S參數(shù)掃描

30、的電路freq, GHzfreq, GHz0freq, GHz圖4-7噪聲系數(shù)nf(2)曲線從曲線可以看出當(dāng)頻率在 2.45GHz的時(shí)候,S(1,1)=-6.375dBS(1,2)=-18.824dBS(2,1)=6.588dBS(2,2)=-5.352dBNf(2)=2.069由上述分析可以看出，晶體管參數(shù)指標(biāo)如下:（1） 技術(shù)指標(biāo)；（2）（3）（4）（5）晶體管sp_hp_AT32011_5_1995105勺頻率范圍為 0.1至U 5.1GHz,滿足通帶內(nèi)的噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標(biāo)； 通帶內(nèi)的增益不滿足技術(shù)指標(biāo)； 通帶內(nèi)的輸入駐波比不滿足技術(shù)指標(biāo); 通帶內(nèi)的輸出駐波比不滿足技術(shù)指標(biāo);結(jié)論如下：

31、（1）頻率范圍和噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標(biāo)，可以選取晶體管；（2）通帶內(nèi)增益、輸入輸出駐波比不滿足技術(shù)指標(biāo)，需要添加輸入輸出匹 配網(wǎng)絡(luò)，通過輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化實(shí)現(xiàn)該 3項(xiàng)指標(biāo)；4.4放大器的穩(wěn)定性分析我們知道二端口網(wǎng)絡(luò)絕對(duì)穩(wěn)定的充分且必要條件為:K _1-|Sii|2-IS22I2 + |糾2/24121 - S22 2|Si2|S2i|Sl2| S21Sl2| S21(4-1)其中(1-卜1|S22|2+|Ds|)2 |SI2S21(4-2)為放大器的穩(wěn)定因子，Ks越大，穩(wěn)定性越高。只有同時(shí)滿足上面三個(gè)條件 時(shí)，放大器才能保證絕對(duì)穩(wěn)定，有任何一個(gè)條件不滿足，都將是潛在不穩(wěn)定的。 對(duì)上面的三個(gè)條

32、件作適當(dāng)?shù)淖儞Q，可得絕對(duì)穩(wěn)定判別準(zhǔn)則的另一種表達(dá)形式：Ks2Ds 1 1,晶體管處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)。4.5設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)4.5.1匹配原理在設(shè)計(jì)放大器時(shí)，一般有以下幾種原則：一是以達(dá)到最大功率增益為目標(biāo)； 二是以達(dá)到最穩(wěn)定增益為目標(biāo)；三是要達(dá)到某一確定的增益值（小于最大增益）； 四是以達(dá)到最小噪聲系數(shù)為目標(biāo)。(4-4)更多的時(shí)候，是要綜合考慮以上的目標(biāo)。對(duì)于低噪聲放大器，注重的是要求 放大器有極低的噪聲系數(shù)同時(shí)又能得到一定的增益，這樣就必須在噪聲和增益之 間取折中方案。所有這些設(shè)計(jì)目標(biāo)均可以按照網(wǎng)絡(luò)的 S參數(shù)導(dǎo)出相應(yīng)的公式。對(duì) 于不同的設(shè)計(jì)原則，相應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)也就不一樣。 實(shí)際的應(yīng)用中三

33、極管的 輸入共軛匹配的源反射系數(shù)（Fs）和最小噪聲源反射系數(shù)（opt）很少一致。 因此，必須找到一種折中的輸入匹配方法來滿足最佳噪聲系數(shù)和最佳輸入反射回 損的性能。當(dāng)由一個(gè)給定的噪聲系數(shù)F = Fi來設(shè)計(jì)rs時(shí)，可以推出等噪聲系數(shù)圓 方程，其方程如下：ropt2Ni +(1-。pt1 ss 1 +Ni-(1 + Ni)22)圓心為optCFi l + Ni(4-5)半徑為jNi2+Ni(1|嘉)片=-1 + Nj(4-6)其中Fs-r。ptTN-i-r(4-7) 得到等噪聲系數(shù)圓后，按照要求的噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)放大器的問題就演變?yōu)閺脑?等噪聲系數(shù)圓中確定一個(gè)合適的 Fs值。利用（4 7）式可以在Fs

34、平面上畫出一 組等噪聲系數(shù)圓。當(dāng)r=0時(shí)，F(xiàn)即達(dá)其最小值Fmin，這時(shí)的rsopt。畫出圖來 我們還能發(fā)現(xiàn)，通過圓圖原點(diǎn)的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)Fo就是信號(hào)源端匹配時(shí)（=0）的噪聲系數(shù)，不包圍圓圖原點(diǎn)的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)F將在下列范圍：FminCFcFo，包圍圓圖原點(diǎn)的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù) F將在下列范 圍：Fmin CF 1的放大器都是可以匹配的，當(dāng)Ks=1時(shí), 理論上可以進(jìn)行匹配，但實(shí)際上不可行，因?yàn)橛善浞瓷湎禂?shù)可知，這是一種純電抗性匹配，而現(xiàn)實(shí)中的元件都是有電阻性分量的。 當(dāng)Ks-1時(shí)，在理論上可以匹 配，但已無使用意義，因?yàn)檫@時(shí)I 1|=1。當(dāng)Ks V_AT-32O11_5_19

35、&9O1O5sp_SIMMBia 訴 Vce=2.7V lc=2mV|uereyp.10-5,10)GHzMSubTennTenrC Niiii=2Z=50OtmSPARAMETERSMSUBS_Param snSlalpO.1 GHzStop=5.4 GHzStepmtn GHzH=0j8mmEf43Mj=1Cond=5j88E+7 Hu=t0e+033 mm T=0.03iTTn TanD=0j001RovghR mm圖4-13帶有單支節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)的原理圖對(duì)原理圖進(jìn)行仿真后，得到的數(shù)據(jù)曲線如下:0 0 i,m111frEc dB(=2.45CS(1,1)：)GHz=-30.5i64-n( 1

36、113-Illi1 21111?3freqll 1 1 15t,GHzIlliJIlli56-10,-20.-30.-40,-10Jj3J,n13ifeq=2.450Gh!dBStt2)-1.711i110 1! 23；4、56freq, GHz-20-30-40-50,-60.-70,圖 4-14 Sn、S12、20.0,-20-40_-60I I0 1F.、Py1mzGHzm2 freq=2.450dBS(2,1)=770|43456freq, GHz0freq, GHzSzi、和Szz曲線由圖4-14可以看出,4.6設(shè)計(jì)并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)S,1、S12、S21和S22曲線在中心頻率處

37、的參數(shù)如下： S11曲線在中心頻率處的值為-30.564dB,表明輸入匹配良好。S22曲線在中心頻率處的值為-3.323dB，表明輸出匹配不好。S21曲線在中心頻率處的值為7.701dB，表明增益沒有達(dá)到技術(shù)指標(biāo)。1、從圖4-14可以看出，只添加輸入匹配網(wǎng)絡(luò)不能滿足技術(shù)指標(biāo)，下面同時(shí) 添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，并對(duì)輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化，以達(dá)到技術(shù)指標(biāo)。2、輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)如下： SUiTflct SMilfliilVSWRVSVW1VSV1-V5wr(SliyVSVlft VHVIK?ySWHAd 1 S22)Sfcrt)fact1 -slAJacMLN IIKSdsH31MN llf嚴(yán)

38、MLNSFWT “re ai5tMaji- Tffl ?SuHsXMSMWlI nr?OhmlaZhZrdZn1=511BMlZ1JR2 Sdst-lASid)r如 UMSlMK曰 esnti mu 何H Wl- 1.M mn-WP： ：1 57 innViai52innMLEfr*-|TL3Sdet-lIrtSLbl)LI W=152nin主 L-SlT671 inn 何=TJ*.VcKP?.fV jFTP1D-5.ia)GHE|g| SPARMETEFLSSJianSHStait=2.4CttrStDp-2J5GHzStrp-O.IGHz詐 rrrn WP -1 fl? inn-15211

39、171WIH-IMi|-7iiinUSitiUSUBMSltdSdSt=Trta*r I HL mmW=1JS2irinl-hmnmsUuiM CorKl-5j8EE*7HILI DH1033 rrrn T=0j03ninT宙dOJOOl n(ugh=0inn圖4-15輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖3、對(duì)設(shè)計(jì)好的原理進(jìn)行優(yōu)化和仿真。利用優(yōu)化控件Optim和目標(biāo)控件GOAL,如圖所示:OPTIMGOALGoalOptimGodZExpEB1,說明系統(tǒng)處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)；-16.569dB S12v-16.456dB，說明具有良好的輸入輸出隔離度;1.725Nf(2)1.760,說明噪聲系數(shù)達(dá)到指標(biāo)；VSW

40、E1V1.5,說明輸入駐波比達(dá)到指標(biāo)；增益17.465dBG1.5,說明輸出駐波比沒有達(dá)到指標(biāo)；設(shè)計(jì)到目前為止，只有輸出駐波比沒有達(dá)到指標(biāo)。此文采用二級(jí)級(jí)聯(lián)的方法 解決此問題，因?yàn)榈鹊郊由掀镁W(wǎng)絡(luò)后增益也會(huì)有所下降， 小輸出駐波比。二級(jí)級(jí)聯(lián)的原理圖如下：r 出nTWNff=lf2m T bZfflaJ TuimH KLhim115 ULH U niu鈾f m=hini 幡個(gè)IH1 慨血im115 一. 制d UW W=tT L=2XlMa 5PITS AOS 麗T12VriSEmn 驅(qū)勺L=2血imM 時(shí)零*a丸TVeift.EmL=3nnT L=2JttwfilH=l 足 im惓國(guó)im懈I刪

41、SF輕TMAWK丄HSm定m111 sdihiiar rtsnm J L=3In JLTotftHhfI2=5Dbi BIBnaVM2i*sm YWusdi7iiZillSUB HMd H=UiniB=UM=1SFmSP)SU=24e 他SHfZ5CHl 般ZnkhSItPie HJ=lW33inT=U(!iiiTidMJMI 眄寅ElsjgdjMadULffSlM=1ISilWsl1 w=ti2iTii :atf 出世L=Sm卓ULF tTUI ISdstVSlFVMSmrL=6im|*時(shí)暉丫峽忙加,ew*Fn iHirl1t-&1H.ULM上%siuaiiir W=t9ini bJ-f胭

42、imvswVSHR1BpFWUirSill血Mitd*SmAHET田S ih= Wig 出IRlfl=RwgdM 扌0|M D|M廬命dnUaln=aTonToiCHn=22=EDQbnULMTLIZSii!d=USkil 律俑燼說mL=ZmDM:BpFVfilSWliFIfC 嗆t甌di(護(hù)WtlSmskg血 rsSa4C|MnSaKHonhnSasAltiEAtUtuA9|絢濟(jì)SsGupcf =圖 4-21二級(jí)級(jí)聯(lián)放大器原理圖對(duì)此原理圖進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如下所示:m4freq, GHzfreq, GHzRWS2.402.422.442.462.482.50圖4-22噪聲系數(shù)圖4-23輸入駐

43、波比1. 45 61. 45占2RWSV1. 4521. 45衛(wèi)1. 44.81. 44mm5 freq=2. 400GHz VSW R2=1. 44 optI ter=148m6freq=2. 500GH; VSW R2=1. 45 opti ter=148.5h1. 44 I * I I I 2. 4 02. 422. 442. 462. 482. 5 0fre q, GHz圖4-24增益圖4-25輸出駐波比由仿真圖可以看出，在級(jí)聯(lián)后，輸出駐波比減小并且達(dá)到指標(biāo)，增益增大, 但是系統(tǒng)的噪聲系數(shù)增大，在輸出駐波比和噪聲系數(shù)之間，我選擇噪聲系數(shù), 就是沒有級(jí)聯(lián)的電路，因?yàn)樵摦厴I(yè)設(shè)計(jì)的最重要的指

44、標(biāo)就是噪聲系數(shù)。至此，放大器的目標(biāo)指標(biāo)都已經(jīng)實(shí)現(xiàn)，設(shè)計(jì)工作完成。結(jié) 論 #結(jié) 論 快速發(fā)展的無線通信對(duì)微波射頻電路如射頻功率放大器提出更高的性能。本文分析討論了射頻功率放大器的基本設(shè)計(jì)理論，并結(jié)合射頻功率放大器的性能指 標(biāo)，利用ADS仿真軟件設(shè)計(jì)了一個(gè)中心頻率為 2.45GHz、帶寬為100MHz輸入輸 出駐波比小于1.5、噪聲系數(shù)小于2dB和增益大于15dB的射頻功率放大器。本文研究的主要工作和結(jié)論如下：在認(rèn)真閱讀文獻(xiàn)、查找資料的基礎(chǔ)上，驗(yàn)證了一種基于ADS仿真軟件設(shè) 計(jì)射頻功率放大器的可行性，利用 Smith圓圖對(duì)其輸入輸出阻抗匹配電路進(jìn)行 了仿真優(yōu)化設(shè)計(jì)，ADS軟件提供了功能強(qiáng)大的射頻電

45、路仿真， 優(yōu)化了射頻電路設(shè) 計(jì)環(huán)境，正是通過對(duì)軟件功能的充分應(yīng)用，替代了射頻放大器設(shè)計(jì)中許多原來需 要人工進(jìn)行的運(yùn)算設(shè)計(jì)工作，提高了工作效率。系統(tǒng)分析了低噪聲放大器的設(shè)計(jì)理論，本文助傳輸線理論和雙端口網(wǎng)絡(luò) 結(jié)構(gòu)，研究其功率關(guān)系，采用 S參數(shù)方法，詳細(xì)分析了低噪聲放大器的增益和 穩(wěn)定性。分析了射頻功率放大器的偏置電路和匹配電路設(shè)計(jì)中的一些基本問題， 討論了輸入、輸出匹配電路和級(jí)間匹配電路設(shè)計(jì)的問題?？傊?，基于ADS仿真軟件分析設(shè)計(jì)低噪聲放大器，從仿真結(jié)果來看，都達(dá) 了預(yù)期的設(shè)計(jì)目標(biāo)?，F(xiàn)在，盡管我們可以成功的設(shè)計(jì)出一個(gè)射頻的功耗較低的LNA但是這僅僅是我們?cè)谏漕l電路設(shè)計(jì)上的一個(gè)起步，我們未來需要進(jìn)

46、一步研究的問題包括：因?yàn)樯漕l功率放大器是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的最末端電路，輸入端的匹配我們考 慮到了，但是作為負(fù)載的后級(jí)電路我們沒有涉及到， 盡管我們?cè)谳敵銎ヅ鋾r(shí)留有 了足夠大的余度，但是對(duì)輸出匹配我們?nèi)孕枰鲆徊糠止ぷ鳎?我們下一步工作會(huì) 考慮將射頻功率放大器和混頻器作為一個(gè)模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)。 因?yàn)闂l件有限，本文僅僅從理論上分析，使用EDA軟件ADS進(jìn)行仿真驗(yàn)證，沒有將該設(shè)計(jì)實(shí)際制作出來。由于仿真軟件是理想化的，而射頻電路在設(shè)計(jì)時(shí)候還受工藝和具體操作的影響，因此實(shí)際的測(cè)量結(jié)果與仿真結(jié)果會(huì)有一定差 距，這都有待于后續(xù)進(jìn)行深入的研究。(3)研究寬帶射頻功率放大器的設(shè)計(jì)以適應(yīng)無線通信寬帶化、多標(biāo)準(zhǔn)融合的 趨勢(shì)。

47、射頻移動(dòng)通信技術(shù)的總趨勢(shì)是走向高速化、大帶寬，并最終實(shí)現(xiàn)整個(gè)無線終端的單片集成。目前，關(guān)于射頻功率放大器的研究已經(jīng)趨于成熟，未來的難點(diǎn) 和熱點(diǎn)在于如何適應(yīng)3G以及未來的通信技術(shù)的要求，提高其低噪聲性能，增大 工作帶寬，進(jìn)一步改進(jìn)線性度等。迄今為止，我國(guó)在 RFIC方面與國(guó)外還存在很 大的差距，所以射頻電路的設(shè)計(jì)對(duì)我們來說機(jī)遇與挑戰(zhàn)共存， 其發(fā)展的前景一定 是光明的！當(dāng)然，由于本人的水平和時(shí)間有限，論文有很多不足之處， 有許多有待改進(jìn) 的地方，對(duì)此深表歉意并期望以后能逐漸完善。參考文獻(xiàn) 參考文獻(xiàn) 參考文獻(xiàn)Andrei Grebennikov著，張玉興，趙宏飛譯.射頻與微波功率放大器設(shè)計(jì).北京：電子工業(yè)出版社，2006.144-185張玉興.射頻模擬電路.成都：電子科技大學(xué)出版社，2002.8