電力電子知識(shí)點(diǎn)總結(jié)終結(jié)版

1、緒論 .所謂電力電子技術(shù)就是應(yīng)用于電力領(lǐng)域的電子技術(shù),是使用電力電子器件對(duì)電能進(jìn)行變換和控制的技術(shù). 直接承擔(dān)電能的變換或控制任務(wù)的電路被稱為主電路.電力電子器件 1.電力電子器件在實(shí)際應(yīng)用中,一般是由控制電路、驅(qū)動(dòng)電路和以電力電子器件為核心的主電路組成一個(gè)系統(tǒng).2.電力電子器件分類：按照能夠被控制電路信號(hào)所控制的程度：不可控器件(電力二極管)、半控型器件(晶閘管)、全控器件(GTO,GTR,電力MOSFET,IGBT)按驅(qū)動(dòng)信號(hào)性質(zhì)：電流驅(qū)動(dòng)型和電壓驅(qū)動(dòng)型按驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形：脈沖觸發(fā)型和電平控制型按載流子參與導(dǎo)電情況：?jiǎn)螛O性、雙極型、復(fù)合型.3.電力二極管可承受高電壓和大電流：垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu),使得

2、硅片中通過(guò)電流的有效面積增大P區(qū)和N區(qū)之間多了一層低摻雜N區(qū),其摻雜濃度接近本證半導(dǎo)體(P-i-N結(jié)構(gòu)),低摻雜N區(qū)越厚電力二極管能夠承受的的反向電壓越高.4.電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)：當(dāng)PN結(jié)上流過(guò)的正向電流較小時(shí),二極管的電阻主要是作為基片的低摻雜N區(qū)的歐姆電阻,其阻值較高且為常量,因而管壓降隨正向電流的上升而增加；當(dāng)PN結(jié)上流過(guò)的正向電流較大時(shí),由P區(qū)注入并積累在低摻雜N區(qū)的少子空穴濃度將很大,為了維持半導(dǎo)體的電中性條件,其多子濃度也相應(yīng)大幅度增加,使得其電阻率明顯下降,也就是電導(dǎo)率大大增加.5.電力二極管動(dòng)態(tài)特性延遲時(shí)間：；電流下降時(shí)間：；反向恢復(fù)時(shí)間：；恢復(fù)特性的軟度：分析:a.設(shè)tF時(shí)刻外加電

3、壓突然從正向變?yōu)榉聪?正向電流在此反向電壓作用下開(kāi)始下降,下降速率有反向電壓大小和電路中的電感決定,而管壓降由于電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)基本變化不大,直至正向電流降為零的時(shí)刻t0,此時(shí)電力二極管由于在PN結(jié)兩側(cè)存儲(chǔ)有大量少子的緣故兒并沒(méi)有恢復(fù)反向阻斷能力,這些少子在外加反向電壓的作用下被抽取出電力二極管,因而流過(guò)較大的反向電流.當(dāng)空間電荷區(qū)附近存儲(chǔ)的少子即將被抽盡時(shí),管壓降變化變?yōu)樨?fù)極性,于是開(kāi)始抽取離空間電荷區(qū)較遠(yuǎn)的濃度較低的少子.因而在管壓降極性改變后不久的t1時(shí)刻,反向電流從其最大值IRP開(kāi)始下降,空間電荷區(qū)開(kāi)始迅速展寬,電力二極管開(kāi)始重新恢復(fù)對(duì)反向電壓的阻斷能力.在t1時(shí)刻以后,由于反向電流迅速下

4、降,在外電路電感的作用下會(huì)在電力二極管兩端產(chǎn)生比外加反向電壓大得多的反向過(guò)沖電壓URP.在電流變化率接近零的t2時(shí)刻,電力二極管兩端承受的反向電壓才降至外加電壓的大小,電力二極管完全恢復(fù)對(duì)反向電壓的阻斷能力.b.正向恢復(fù)時(shí)間tfr出現(xiàn)電壓過(guò)沖的原因:電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)起作用所需的大量少子需要一定的時(shí)間來(lái)儲(chǔ)存,在達(dá)到穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通之前管壓降較大;正向電流的上升會(huì)因器件自身電感而產(chǎn)生較大壓降.電流上升率越大UFP越高6.電力二極管的主要類型：普通二極管、快恢復(fù)二極管、肖特基二極管7.晶閘管正常工作特性：當(dāng)晶閘管承受反向電壓時(shí),不論門極是否有觸發(fā)電流,晶閘管都不會(huì)導(dǎo)通.當(dāng)晶閘管承受正向電壓時(shí),僅在門極有觸發(fā)電流

5、的情況下晶閘管才能開(kāi)通.晶閘管一旦導(dǎo)通,門極就失去控制作用,不論門極觸發(fā)電流是否還存在,晶閘管都保持導(dǎo)通.若要使已導(dǎo)通的晶閘管關(guān)斷,只能利用外加電壓和外電路的作用使流過(guò)晶閘管的電流降到接近于零的某一數(shù)值以下.晶閘管動(dòng)態(tài)特性：開(kāi)通過(guò)程：由于晶閘管內(nèi)部的正反饋過(guò)程需要時(shí)間,再加上外電路電感的限制,晶閘管受到觸發(fā)后,其陽(yáng)極電流的增長(zhǎng)不可能是瞬時(shí)的.延遲時(shí)間隨門極電流的增大而減小,上升時(shí)間除反映晶閘管本身特性外,還受到外電路電感的嚴(yán)重影響.提高陽(yáng)極電壓,延遲時(shí)間和上升時(shí)間都可顯著縮短關(guān)斷過(guò)程：由于外電路電感的存在,原處于導(dǎo)通狀態(tài)的晶閘管當(dāng)外加電壓突然由正向變?yōu)榉聪驎r(shí),其陽(yáng)極電流在衰減時(shí)必然也是有過(guò)渡過(guò)

6、程的.陽(yáng)極電流將逐步衰減到零然后同電力二極管的關(guān)斷動(dòng)態(tài)過(guò)程類似,在反向會(huì)流過(guò)反向恢復(fù)電流,經(jīng)過(guò)最大值IRM后,再反向衰減.同樣,在恢復(fù)電流快速衰減時(shí),由于外電路電感的作用,會(huì)在晶閘管兩端引起反向尖峰電壓URRM.最終反向恢復(fù)電流衰減至接近于零,晶閘管恢復(fù)其對(duì)反向電壓的阻斷能力.在正向阻斷恢復(fù)時(shí)間內(nèi)如果重新對(duì)晶閘管施加正向電壓,晶閘管會(huì)重新正向?qū)?而不是受門極電流控制而導(dǎo)通.延遲時(shí)間： ；上升時(shí)間；開(kāi)通時(shí)間；反向阻斷恢復(fù)時(shí)間；正向阻斷恢復(fù)時(shí)間；關(guān)斷時(shí)間；關(guān)斷時(shí)間幾百微秒.8.電力MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程：開(kāi)通過(guò)程：開(kāi)通延遲延遲時(shí)間;電流上升時(shí)間;電壓下降時(shí)間;開(kāi)通時(shí)間關(guān)斷過(guò)程：關(guān)斷延遲時(shí)間;電壓上

7、升時(shí)間;電流下降時(shí)間;關(guān)斷時(shí)間分析：a.因?yàn)殡娏OSFET存在輸入電容Cin,所以當(dāng)脈沖電壓up的前沿到來(lái)時(shí),Cin有充電過(guò)程,柵極電壓成指數(shù)曲線上升.當(dāng)UGS上升到開(kāi)啟電壓UT時(shí),開(kāi)始出現(xiàn)漏極電流iD.此后iD隨UGS的上身而上升.漏極電流iD上升到穩(wěn)態(tài)時(shí),柵極電壓UGS上升到UGSP,而漏極電壓uDS開(kāi)始下降.在漏極電壓下降的過(guò)程中,柵極電壓將維持在UGSP這個(gè)值并形成一個(gè)平臺(tái),直到電壓下降結(jié)束才繼續(xù)以指數(shù)曲線上升到穩(wěn)態(tài)值.實(shí)際上,電壓下降時(shí)間具體的物理過(guò)程是連接在柵極的信號(hào)源給柵極和漏極之間的極電容反向充電,從而使漏極電壓uGS下降而柵極電壓UGSP不變.UGSP的大小和iD的穩(wěn)態(tài)值有

8、關(guān).b.電力MOSFET的關(guān)斷過(guò)程基本上是與其開(kāi)通過(guò)程順序相反而且電壓和電流變化趨勢(shì)也相反的過(guò)程.當(dāng)脈沖電壓up下降到零時(shí),柵極輸入電容Cin通過(guò)信號(hào)源內(nèi)阻Rs和柵極電阻RG(Rs)開(kāi)始放電,柵極電壓uGS按指數(shù)曲線下降,當(dāng)下降到UGSP時(shí),漏極電壓uDS才開(kāi)始上升,這段時(shí)間稱為關(guān)斷延遲時(shí)間td(off).此后,經(jīng)電壓上升時(shí)間和電流下降時(shí)間,直到uGSUT時(shí)溝道小時(shí),iD下降到零.從開(kāi)關(guān)過(guò)程可以看出：MOSFET的開(kāi)關(guān)速度和其輸入電容的充放電有很大關(guān)系,可以降低柵極驅(qū)動(dòng)電路的內(nèi)阻Rs ,從而減小柵極回路的充放電時(shí)間常數(shù),加快開(kāi)關(guān)速度.不存在少子儲(chǔ)存效應(yīng),因而其關(guān)斷過(guò)程是非常迅速的.開(kāi)關(guān)時(shí)間在1

9、0100ns之間,其工作頻率可達(dá)100kHz以上,是主要電力電子器件中最高的.在開(kāi)關(guān)過(guò)程中需要對(duì)輸入電容充放電,仍需要一定的驅(qū)動(dòng)功率,開(kāi)關(guān)頻率越高,所需要的驅(qū)動(dòng)功率越大.9.電力MOSFET的特點(diǎn)有：驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單,需要的驅(qū)動(dòng)功率小.開(kāi)關(guān)速度快,工作頻率高.熱穩(wěn)定性優(yōu)于GTR.電流容量小,耐壓低,多用于功率不超過(guò)10kW的電力電子裝置.10.絕緣柵雙極晶體管(IGBT)開(kāi)關(guān)過(guò)程：開(kāi)通過(guò)程：開(kāi)通延遲時(shí)間td(on),電流上升時(shí)間tr,電壓下降時(shí)間tfv, 分為tfv1和tfv2兩段.開(kāi)通時(shí)間ton=td(on)+tr+tfv關(guān)斷過(guò)程：關(guān)斷延遲時(shí)間td(off),電壓上升時(shí)間trv,電流下降時(shí)間tf

10、i, 分為tfi1和tfi2兩段.關(guān)斷時(shí)間toff=td(off)+trv+tfiIGBT的開(kāi)通過(guò)程與電力MOSFET的開(kāi)通過(guò)程很相似,這是因?yàn)镮GBT在開(kāi)通過(guò)程中大部分是作為MOSFET來(lái)運(yùn)行的.開(kāi)通延遲時(shí)間td(on),電流上升時(shí)間tri.集射電壓uCE的下降過(guò)程tfv分為tfv1和tfv2兩段.前者為IGBT中MOSFET單獨(dú)工作的電壓下降過(guò)程,在該過(guò)程中柵極電壓uCE維持不變,即處在密勒平臺(tái)；后者為MOSFET和PNP晶體管同時(shí)工作的電壓下降過(guò)程.由于uCE下降時(shí)IGBT中MOSFET的柵漏電容增加,而且IGBT中的PNP晶體管由放大狀態(tài)轉(zhuǎn)入飽和狀態(tài)也需要一個(gè)過(guò)程,因此tfv2段電壓下

11、降過(guò)程變緩.只有在tfv2段結(jié)束時(shí),IGBT才完全進(jìn)入飽和狀態(tài).關(guān)斷過(guò)程和電力MOSFET的關(guān)斷過(guò)程也相似,延遲時(shí)間td(off),隨后是集射電壓uCE上升時(shí)間trv,在這段時(shí)間內(nèi)柵極電壓uCE維持不變.電流下降時(shí)間tfi可以分為兩段.tfi1對(duì)應(yīng)IGBT內(nèi)部的MOSFET的關(guān)斷過(guò)程,這段時(shí)間集電極電流iC下降較快；tfi2對(duì)應(yīng)IGBT內(nèi)部的PNP晶體管的關(guān)斷過(guò)程,這段時(shí)間內(nèi)MOSFET已經(jīng)關(guān)斷,IGBT又無(wú)反向電壓,所以N基區(qū)內(nèi)少子復(fù)合緩慢,造成iC下降較緩第三章 整流電路1.單相半波可控整流電路帶電阻負(fù)載直流電壓輸出平均值：=,帶阻感負(fù)載 b圖加續(xù)流管晶閘管電流平均值：=晶閘管電流有效值：

12、=續(xù)流二極管電流平均值：;續(xù)流二極管電流有效值:;晶閘管移向范圍(0,180),最大反向電壓續(xù)流二極管最大反向電壓2.單相橋式全控整流電路電阻負(fù)載:晶閘管承受最大正向電壓和反向電壓分別為和整流電壓平均值:輸出直流電流平均值:流過(guò)晶閘管平均電流流過(guò)晶閘管電流有效值變壓器二次流有效值與輸出直流電流有效值I相等為阻感負(fù)載:平均值；移向范圍(0,90)晶閘管最大反向電壓導(dǎo)通角與無(wú)關(guān),均為180.電流平均值和有效值分別為和變壓器二次電流有效值帶反電動(dòng)勢(shì)負(fù)載 見(jiàn)計(jì)算題晶閘管提前電角度停止導(dǎo)電,3.單相全波可控整流電路晶閘管承受的最大電壓為是單向全控整流電路的兩倍.4.單相橋式半控整流電路實(shí)際運(yùn)行中若無(wú)續(xù)流

13、二極管,則當(dāng)突然增大至180或觸發(fā)脈沖丟失時(shí),會(huì)發(fā)生一個(gè)晶閘管持續(xù)導(dǎo)通而兩個(gè)二極管輪流導(dǎo)通的情況,這是ud為正弦半波,即半周期ud為正弦,另外半周期ud為零,其平均值保持恒定,相當(dāng)于半波不可控整流電路時(shí)的波形,稱為失控.有續(xù)流二極管VDR時(shí),續(xù)流過(guò)程由VDR完成,在續(xù)流階段晶閘管關(guān)斷,這就避免了某一個(gè)晶閘管持續(xù)導(dǎo)通從而導(dǎo)致失控的現(xiàn)象.5.三項(xiàng)半波可控整流電路電阻負(fù)載,移向范圍(0,150)=30整流電壓平均值計(jì)算：當(dāng)30時(shí)負(fù)載電流斷續(xù) 負(fù)載電流平均值為,晶閘管承受最大反向電壓為變壓器二次線電壓峰值,晶閘管陽(yáng)極與陰極間的最大電壓等于變壓器二次相電壓的峰值即阻感負(fù)載,移相范圍(0,90) =60

14、負(fù)載電流連續(xù)變壓器二次電流計(jì)晶閘管電流的有效值為晶閘管的額定電流為晶閘管最大正反向電壓峰值均為變壓器二次線電壓峰值,即 6.三相橋式全控整流電路電阻負(fù)載,移相范圍(0,120)阻感負(fù)載,移相范圍(0,90)定量分析當(dāng)整流輸出電壓連續(xù)時(shí)（即帶阻感負(fù)載時(shí),或帶電阻負(fù)載60時(shí),輸出電流平均值 阻感負(fù)載=30二次電流有效值,接反電動(dòng)勢(shì)負(fù)載時(shí)僅計(jì)算時(shí)為第四章 逆變電路1.換流方式分類及特點(diǎn)：器件換流:利用全控器件的自關(guān)斷能力進(jìn)行換流,全控器件采用此換流方式.電網(wǎng)換流:由電網(wǎng)提供換流電壓,只要把負(fù)的電網(wǎng)電壓施加在欲關(guān)斷的換流器件上即可.負(fù)載換流:由負(fù)載提供換流電壓,當(dāng)負(fù)載為電容性負(fù)載時(shí)就可實(shí)現(xiàn)負(fù)載換流.強(qiáng)

15、迫換流:設(shè)置附加的換流電路,給欲關(guān)斷的晶閘管強(qiáng)迫施加反向電壓或反向電流,通常利用附加電容上所存儲(chǔ)的能量來(lái)實(shí)現(xiàn),也稱電容換流,又細(xì)分為電壓換流和電流換流.換流方式總結(jié)：器件換流只適用于全控型器件,其余三種方式主要是針對(duì)晶閘管而言的.器件換流和強(qiáng)迫換流屬于自換流,電網(wǎng)換流和負(fù)載換流屬于外部換流.2.電壓型逆變電路特點(diǎn):直流側(cè)為電壓源或并聯(lián)大電容,直流側(cè)電壓基本無(wú)脈動(dòng).由于直流電壓源的鉗位作用,輸出電壓為矩形波,輸出電流因負(fù)載阻抗不同而不同.阻感負(fù)載時(shí)需提供無(wú)功功率,為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無(wú)功能量提供通道,逆變橋各臂并聯(lián)反饋二極管.單相電壓型逆變電路a.半橋逆變幅值b.全橋逆變 幅值為基波幅值:

16、基波有效值:對(duì)于半橋逆變電路,將換為/2前面分析的都是為正負(fù)電壓各為180的脈沖時(shí)的情況,此時(shí),要改變輸出交流電壓的有效值只能通過(guò)改變直流電壓來(lái)實(shí)現(xiàn).在阻感負(fù)載時(shí)還可采用移相的方式來(lái)調(diào)節(jié)逆變電路的輸出電壓,這種方式稱為移相調(diào)壓.三相電壓型逆變電路線電壓負(fù)載線電壓有效值基波幅值基波有效值相電壓負(fù)載相電壓有效值基波幅值基波有效值3電流型逆變電路特點(diǎn):直流側(cè)串大電感,電流基本無(wú)脈動(dòng),相當(dāng)于電流源.直流回路呈現(xiàn)高阻抗.交流輸出電流為矩形波,與負(fù)載阻抗角無(wú)關(guān),輸出電壓波形和相 位因負(fù)載不同而不同.直流側(cè)電感起緩沖無(wú)功能量的作用,不必給開(kāi)關(guān)器件反并聯(lián)二極 管.單相電流型逆變電路因?yàn)楣β室驍?shù)很低,故并聯(lián)補(bǔ)償

17、電容器,負(fù)載換流方式要求負(fù)載電流超前于電壓,因此補(bǔ)償電容應(yīng)使負(fù)載過(guò)補(bǔ)償,使負(fù)載電路總體上工作在容性略失諧的情況下.三相電流型逆變電路串聯(lián)二極管換流過(guò)程分恒流放電和二極管換流t1 時(shí)刻觸發(fā)VT3 導(dǎo)通,VT1 被施以反壓而關(guān)斷,Id 從VT1 換到VT3 ,C13 通過(guò)VD1 、U相負(fù)載、W相負(fù)載、VD2 、VT2 、直流電源和VT3 放電,放電電流恒為Id ,故稱恒流放電階段,在C13電壓u13下降到零事前,VT1一直承受反壓,只要反壓時(shí)間大于晶閘管關(guān)斷時(shí)間tq,就能保證可靠關(guān)斷.設(shè)t2時(shí)刻u13降到零,之后在U相負(fù)載電感作用下,開(kāi)始對(duì)C13反向充電.如忽略負(fù)載中電阻的壓降,則在t2時(shí)刻u13

18、=0之后,二極管VD3受到正向偏置而導(dǎo)通,開(kāi)始流過(guò)電流iV,而VD1流過(guò)的充電電流為iU=Id-iV,兩個(gè)二極管同時(shí)導(dǎo)通,進(jìn)入二極管換流階段,如圖c所示, 隨著C13 電壓增高,充電電流漸小,iV 漸大,t3 時(shí)刻iU 減到零,iV =Id ,VD1 承受反壓而關(guān)斷,二極管換流階段結(jié)束.第五章 直流-直流電路1.降壓斬波電路負(fù)載電壓平均值,為占空比,負(fù)載電流平均值定量計(jì)算電流連續(xù)時(shí);式中T/;m=;是負(fù)載電流瞬時(shí)值的最小值最大值平波電抗器L為無(wú)窮大時(shí)的負(fù)載電流平均值Io,此時(shí)負(fù)載電流最大值、最小值均等于平均值.電源電流平均值,由E知輸入功率等于輸出功率.當(dāng)L值較小負(fù)載電流斷續(xù)時(shí),由此得出電流斷

19、續(xù)的條件為負(fù)載電流斷續(xù)時(shí),輸出電壓平均值為2.升壓斬波電路當(dāng)可控開(kāi)關(guān)V處于通態(tài)時(shí),電源E向電感L充電,充電電流基本恒定為,同時(shí)電容C上的電壓向負(fù)載R供電.因C值很大,基本保持輸出電壓為恒值,記為.一周期T中電感L積蓄的能量與釋放的能量相等,即,化簡(jiǎn)得,記=,則,（電容C值不可能無(wú)窮大,實(shí)際輸出電壓會(huì)略低于理論值）忽略電路損耗,電源提供能量?jī)H由負(fù)載R消耗,即,輸出電流平均值,電源電流典型應(yīng)用（直流電動(dòng)機(jī)傳動(dòng)）定量計(jì)算:電流連續(xù)時(shí),時(shí)刻,t=T時(shí)刻,由此得和,用泰勒級(jí)數(shù)近似=,L無(wú)窮大時(shí)電樞電流平均值=電流斷續(xù)時(shí),的持續(xù)時(shí)間,當(dāng)時(shí),即3.正激電路開(kāi)關(guān)S開(kāi)通后,變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負(fù),

20、與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負(fù),因此VD1處于通態(tài),VD2為斷態(tài),電感L的電流逐漸增長(zhǎng).S關(guān)斷后,電感L通過(guò)VD2 續(xù)流,VD1關(guān)斷.變壓器的勵(lì)磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源,所以S關(guān)斷后承受的電壓為.磁芯復(fù)位過(guò)程磁心復(fù)位所需的時(shí)間為輸出電壓:濾波電感電流連續(xù)濾波電感電流不連續(xù)4.反激電路S關(guān)斷后,W1 繞組的電流被切斷變壓器中的磁場(chǎng)能量通過(guò)W2 繞組和VD向輸出端釋放,電壓為,電流連續(xù)時(shí)輸入輸出關(guān)系,工作于電流斷續(xù)模式時(shí)輸出電壓高于計(jì)算值,在負(fù)載為零的極限情況下,Uo所以應(yīng)該避免負(fù)載開(kāi)路狀態(tài).5.半橋電路,電路圖見(jiàn)全橋工作過(guò)程S1與S2交替導(dǎo)通,使變壓器一次側(cè)形成幅值為Ui /2

21、的交流電壓,改變開(kāi)關(guān)的占空比,就可以改變二次側(cè)整流電 壓ud 的平均值,也就改變了輸出電壓Uo .S1導(dǎo)通時(shí),二極管VD1 處于通態(tài),S2 導(dǎo)通時(shí),二極管VD2 處于通態(tài),當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)都關(guān)斷時(shí),變壓器繞組N1 中的電流為零,VD1 和VD2 都處于通態(tài),各分擔(dān)一半的電流.S1或S2導(dǎo)通時(shí)電感L的電流逐漸上升,兩個(gè)開(kāi)關(guān)都關(guān)斷時(shí),電感L的電流逐漸下降,S1 和S2 斷態(tài)時(shí)承受的峰值電壓均為Ui .電流連續(xù)時(shí)輸入輸出關(guān)系,不連續(xù)時(shí)略高,負(fù)載為零的極限情況下6.全橋電路工作過(guò)程:全橋電路中,互為對(duì)角的兩個(gè)開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通,同一側(cè)半橋上下兩開(kāi)關(guān)交替導(dǎo)通,使變壓器一次側(cè)形成幅值為Ui 的交流電壓,改變占空比就可

22、以改變輸出電 壓.當(dāng)S1 與S4 開(kāi)通后,VD1 和VD4 處于通態(tài),電感L的電流逐漸上升.當(dāng)S2 與S3 開(kāi)通后,VD2 和VD3 處于通態(tài),電感L的電流也上升.當(dāng)4個(gè)開(kāi)關(guān)都關(guān)斷時(shí),4個(gè)二極管都處于通態(tài),各分擔(dān)一半的電感電流,電 感L的電流逐漸下降,S1 和S2 斷態(tài)時(shí)承受的峰值電壓均為Ui .電流連續(xù)時(shí)輸入輸出關(guān)系,不連續(xù)時(shí)略高,負(fù)載為零的極限情況下第六章 交流-交流變流電路1.整流與逆變工作狀態(tài)交交變頻電路的負(fù)載可以是阻感負(fù)載,電阻負(fù)載,阻容負(fù)載或交流電動(dòng)機(jī)負(fù)載圖中交流電源表示交流電路可輸出交流正弦電壓,二極管體現(xiàn)了交流電路電流的單方向性.工作狀態(tài)t1 t3 期間：io 處于正半周,正組

23、工作,反組被封鎖.t1 t2 階段：uo 和io 均為正,正組整流,輸出功率為正.t2 t3 階段：uo 反向,io 仍為正,正組逆變,輸出功率為負(fù).t3 t5期間：io處于負(fù)半周,反組工作,正組被封鎖.t3 t4階段：uo和io均為負(fù),反組整流,輸出功率為正.t4 t5階段：uo反向,io仍為負(fù),反組逆變,輸出功率為負(fù).考慮到無(wú)環(huán)流工作方式下負(fù)載電流過(guò)零的正反組切換死區(qū)時(shí)間,一周期的波形可分為6段：第1段io 0,為反組逆變；第2段電流過(guò)零,為切換死區(qū)；第3段io 0,uo 0,為正組整流；第4段io 0,uo 0,為正組逆變；第5段又是切換死區(qū)；第6段io 0,uo uc 時(shí)使V4 導(dǎo)通,

24、V3 關(guān)斷,uo =Ud .b.當(dāng)ur uc 時(shí)使V4 關(guān)斷,V3 導(dǎo)通,uo =0.(2).在ur 的負(fù)半周,V1 保持?jǐn)鄳B(tài),V2 保持通態(tài).c.當(dāng)ur uc 時(shí)使V3 關(guān)斷,V4 導(dǎo)通,uo =0.雙極性調(diào)制在調(diào)制信號(hào)ur 和載波信號(hào)uc 的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開(kāi)關(guān)器件的通斷.在ur 的半個(gè)周期內(nèi),三角波載波有正有負(fù),所得的PWM波也是有正有負(fù),在ur 的一個(gè)周期內(nèi),輸出的PWM 波只有Ud 兩種電平.在ur 的正負(fù)半周,對(duì)各開(kāi)關(guān)器件的控制規(guī)律相同.當(dāng)ur uc 時(shí),V1 和V4 導(dǎo)通,V2 和V3 關(guān)斷,這時(shí)如io 0,則V1 和V4 通,如io 0,則VD1 和VD4 通,不管哪種情況都是u

25、o =Ud .當(dāng)ur uc 時(shí),V2 和V3 導(dǎo)通,V1 和V4 關(guān)斷,這時(shí)如io 0,則VD2 和VD3 通,不管哪種情況都是uo =-Ud .5.單極性和雙極性PWM調(diào)制有什么區(qū)別？三相橋式PWM型逆變電路中,輸出相電壓（輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)的電壓）和線電壓SPWM波形各有幾種電平？ 答：三角波載波在信號(hào)波正半周期或負(fù)半周期里只有單一的極性,所得的PWM波形在半個(gè)周期中也只在單極性范圍內(nèi)變化,稱為單極性PWM控制方式.三角波載波始終是有正有負(fù)為雙極性的,所得的PWM波形在半個(gè)周期中有正、有負(fù)則稱之為雙極性PWM控制方式.三相橋式PWM型逆變電路中,輸出相電壓有兩種電平：0.5Ud和-0

26、.5 Ud.輸出線電壓有三種電平Ud、0、- Ud.負(fù)載相電壓：Ud、0、 Ud.6 異步調(diào)制:載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制.在異步調(diào)制方式中,通常保持載波頻率fc 固定不變,因而當(dāng)信號(hào)波頻率fr變化時(shí),載波比N是變化的. 異步調(diào)制的主要特點(diǎn)是：在信號(hào)波的半個(gè)周期內(nèi),PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定,相位也不固定,正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱,半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱.這樣,當(dāng)信號(hào)波頻率較低時(shí),載波比N較大,一周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多,正負(fù)半周期脈沖不對(duì)稱和半周期內(nèi)前后1/4 周期脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小,PWM波形接近正弦波.而當(dāng)信號(hào)波頻率增高時(shí),載波比N減小,一周期內(nèi)的

27、脈沖數(shù)減少,PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大,有時(shí)信號(hào)波的微小變化還會(huì)產(chǎn)生PWM脈沖的跳動(dòng).這就使得輸出PWM波和正弦波的差異變大.對(duì)于三相PWM型逆變電路來(lái)說(shuō),三相輸出的對(duì)稱性也變差. 同步調(diào)制：載波比N等于常數(shù),并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步的方式稱為同步調(diào)制.同步調(diào)制的主要特點(diǎn)是：在同步調(diào)制方式中,信號(hào)波頻率變化時(shí)載波比N不變,信號(hào)波一個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的,脈沖相位也是固定的.當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時(shí),同步調(diào)制時(shí)的載波頻率fc也很低.fc過(guò)低時(shí)由調(diào)制帶來(lái)的諧波不易濾除.當(dāng)負(fù)載為電動(dòng)機(jī)時(shí)也會(huì)帶來(lái)較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和噪聲.當(dāng)逆變電路輸出頻率很高時(shí),同步調(diào)制時(shí)的載波頻率fc會(huì)過(guò)高,使開(kāi)關(guān)器件

28、難以承受.此外,同步調(diào)制方式比異步調(diào)制方式復(fù)雜一些.分段同步調(diào)制是把逆變電路的輸出頻率劃分為若干段,每個(gè)頻段的載波比一定,不同頻段采用不同的載波比.其優(yōu)點(diǎn)主要是,在高頻段采用較低的載波比,使載波頻率不致過(guò)高,可限制在功率器件允許的范圍內(nèi).而在低頻段采用較高的載波比,以使載波頻率不致過(guò)低而對(duì)負(fù)載產(chǎn)生不利影響.7什么是PWM整流電路？它和相控整流電路的工作原理和性能有何不同？ 答：PWM 整流電路就是采用PWM控制的整流電路,通過(guò)對(duì)PWM整流電路的適當(dāng)控制,可以使其輸入電流十分接近正弦波且和輸入電壓同相位,功率因數(shù)接近1. 相控整流電路是對(duì)晶閘管的開(kāi)通起始角進(jìn)行控制,屬于相控方式.其交流輸入電流中

29、含有較大的諧波分量,且交流輸入電流相位滯后于電壓,總的功率因數(shù)低.PWM整流電路采用SPWM控制技術(shù),為斬控方式.其基本工作方式為整流,此時(shí)輸入電流可以和電壓同相位,功率因數(shù)近似為1.PWM整流電路可以實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng),即既可以運(yùn)行在整流狀態(tài),從交流側(cè)向直流側(cè)輸送能量；也可以運(yùn)行在逆變狀態(tài),從直流側(cè)向交流側(cè)輸送能量.而且,這兩種方式都可以在單位功率因數(shù)下運(yùn)行.此外,還可以使交流電流超前電壓90,交流電源送出無(wú)功功率,成為靜止無(wú)功功率發(fā)生器.或使電流比電壓超前或滯后任一角度j . 8.直流電壓利用率是指逆變電路所能輸出的交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比.提高直流電壓利用率可

30、以提高逆變器的輸出能力.減少功率器件的開(kāi)關(guān)次數(shù)可以降低開(kāi)關(guān)損耗.提高直流電壓利用率和減少開(kāi)關(guān)次數(shù)的方法：a.采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí),梯形波所含的基波分量幅值已 超過(guò)了三角波幅值,可以有效地提高直流電壓利用率.b.線電壓控制方式目標(biāo)是使輸出的線電壓波形中不含低次諧波,同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率,也應(yīng)盡量減少功率器件的開(kāi)關(guān)次數(shù)9.PWM跟蹤控制技術(shù)：滯環(huán)比較方式和三角波比較方式.10.PWM整流電路工作原理整流運(yùn)行狀態(tài):當(dāng)us0時(shí)由V2 ,VD4 ,VD1 ,Ls ,V3 ,VD1 ,VD4 ,Ls 分別組成了兩個(gè)升壓斬波電路.以包含V2 的升壓斬波電路為例,當(dāng)V2

31、 導(dǎo)通時(shí),us 通過(guò)V2 、VD4 向Ls 儲(chǔ)能,當(dāng)V2 關(guān)斷時(shí),Ls 中儲(chǔ)存的能量通過(guò)VD1 、VD4 向直流側(cè)電容C充電.當(dāng)us 0時(shí)類似.a.整流運(yùn)行b.逆變運(yùn)行b.無(wú)功補(bǔ)償運(yùn)行d.超前角為圖a中,滯后的相角為和完全同相位,電路工作在整流狀態(tài),且功率因數(shù)為1,是PWM整流電路最基本的工作狀態(tài).圖b中超前的相角為,和的相位正好相反,電路工作在逆變狀態(tài),說(shuō)明PWM整流電路可以實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng).圖c中滯后的相角為,超前90,電路在向交流電源送出無(wú)功功率,這時(shí)的電路被稱為靜止無(wú)功功率發(fā)生器.在圖d的情況下,通過(guò)對(duì)幅值和相位的控制,可以使比超前或滯后任一角度PWM整流電路控制方法：間接直

32、流控制和直接直流控制.11.特定諧波消去法是計(jì)算法中一種較有代表性的方法.如果在輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)器件開(kāi)通和關(guān)斷各k次,考慮到PWM波四分之一周期對(duì)稱,共有k個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)刻可以控制,除去用一個(gè)自由度來(lái)控制基波幅值外,可以消去k1個(gè)頻率的特定諧波.SPWM波形規(guī)則采樣法取三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc ,使每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）為對(duì)稱.在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD 對(duì)正弦信號(hào)波采樣而得到D點(diǎn),過(guò)D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn),在A點(diǎn)時(shí)刻tA 和B 點(diǎn)時(shí)刻tB 控制功率開(kāi)關(guān)器件的通斷.優(yōu)點(diǎn)：其效果接近自然采樣法,但計(jì)算量卻比自然采樣 法小得多.第八章 軟開(kāi)關(guān)技

33、術(shù)1.硬開(kāi)關(guān)開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓、電流均不為零,出現(xiàn)了重疊,有顯著的開(kāi)關(guān)損耗.電壓和電流變化的速度很快,波形出現(xiàn)了明顯的過(guò)沖,從而產(chǎn)生了開(kāi)關(guān)噪聲.開(kāi)關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率之間呈線性關(guān)系,因此當(dāng)硬電路的工作頻率不太高時(shí),開(kāi)關(guān)損耗占總損耗的比例并不大,但隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高,開(kāi)關(guān)損耗就 越來(lái)越顯著.軟開(kāi)關(guān)電路中增加了諧振電感Lr 和諧振電容Cr ,與濾波電感L、電容C相比,Lr 和Cr 的值小得多,同時(shí)開(kāi)關(guān)S增加了反并聯(lián)二極管VDS ,而硬開(kāi)關(guān)電路中不需要這個(gè)二極管.2.a.零電壓開(kāi)通:開(kāi)關(guān)開(kāi)通前其兩端電壓為零,則開(kāi)通時(shí)不會(huì)產(chǎn)生損耗和噪聲b.零電流關(guān)斷:開(kāi)關(guān)關(guān)斷前其電流為零,則關(guān)斷時(shí)不會(huì)產(chǎn)生損耗和噪聲c.零電壓

34、關(guān)斷:與開(kāi)關(guān)并聯(lián)的電容能延緩開(kāi)關(guān)關(guān)斷后電壓上升的速率,從而降低關(guān)斷損耗d.零電流開(kāi)通：與開(kāi)關(guān)串聯(lián)的電感能延緩開(kāi)關(guān)開(kāi)通后電流上升的速率, 降低了開(kāi)通損耗.在很多情況下,不再指出開(kāi)通或關(guān)斷,僅稱零電壓開(kāi)關(guān)和零電流開(kāi)關(guān).3.軟開(kāi)關(guān)分類準(zhǔn)諧振電路a.零電壓開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振電路b.零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振電路c.零電壓開(kāi)關(guān)多諧振電路d.用于逆變器的諧振直流環(huán)零開(kāi)關(guān)PWM電路零轉(zhuǎn)換PWM電路4.典型電路零電壓開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振電路t0 t1 時(shí)段：t0 之前,S導(dǎo)通,VD為斷態(tài),uCr =0,iLr =IL ,t0 時(shí)刻S關(guān)斷,Cr 使S關(guān)斷后電壓上升減緩,因此S的關(guān)斷損耗減小,S關(guān)斷后,VD尚未導(dǎo)通；Lr +L向Cr 充電,

35、L等效為電流源,uCr 線性上升,同時(shí)VD兩端電壓uVD 逐漸下降,直到t1 時(shí)刻,uVD =0,VD導(dǎo)通,這一時(shí)段uCr 的上升率為duCr/dt=IL/crt1 t2 時(shí)段：t1 時(shí)刻VD導(dǎo)通,L通過(guò)VD續(xù)流,Cr 、Lr 、Ui 形成諧振回路,諧振過(guò)程中,Lr 對(duì)Cr 充電,uCr 不斷上升,iLr 不斷下降,直到t2 時(shí)刻,iLr 下降到零,uCr 達(dá)到諧振峰值.t2 t3 時(shí)段：t2 時(shí)刻后,Cr 向Lr 放電,iLr 改變方向,uCr 不斷下降,直到t3 時(shí)刻, uCr =Ui ,這時(shí)uLr =0,iLr 達(dá)到反向諧振峰值.t3 t4 時(shí)段：t3 時(shí)刻以后,Lr 向Cr 反向充電,

36、uCr 繼續(xù)下降,直到t4 時(shí)刻uCr =0.t4 t5 時(shí)段：uCr 被箝位于零,uLr =Ui , iLr 線性衰減,直到t5 時(shí)刻iLr =0.由于這一時(shí)段S兩端電壓為零,所以必須在這一時(shí)段使開(kāi)關(guān)S開(kāi)通,才不會(huì)產(chǎn)生開(kāi)通損耗t5 t6 時(shí)段：S為通態(tài),iLr 線性上升,直到t6 時(shí)刻,iLr =IL ,VD關(guān)斷.t4 到t6 時(shí)段電流iLr 的變化率為d iLr/dt=Ui/Lrt6 t0 時(shí)段：S為通態(tài),VD為斷態(tài).諧振直流環(huán)零電壓轉(zhuǎn)換PWM電路t0 t1 時(shí)段：輔助開(kāi)關(guān)先于主開(kāi)關(guān)開(kāi)通,由于此時(shí)VD尚處于通態(tài),所以u(píng)Lr =Uo ,iLr 按線性迅速增長(zhǎng),iVD 以同樣的速率下降,直到t1 時(shí)刻,iLr =IL ,iVD 下降到零,二極管自然關(guān)斷.t1 t2 時(shí)段：此時(shí)電路可以等效為圖8-21, Lr 與Cr 構(gòu)成諧振回路,由于L很大,諧振過(guò)程中其電流基本不變,對(duì)諧振影響很小,可以